技術領域

本發(fā)明的一個或多個方面涉及一種用于對音頻信號(例如，語音信號或音樂信號)進行編碼和解碼的方法和設備，更具體地說，涉及一種用于對與音頻信號的高頻頻帶相應的信號進行編碼和解碼的方法和設備。

背景技術：

與高頻頻帶相應的信號比與低頻頻帶相應的信號對頻率的精細結構更不敏感。因此，當提高編碼效率以消除關于可用于對音頻信號進行編碼的比特的限制時，大量比特被分配給與低頻頻帶相應的信號，并且相對少量的比特被分配給與高頻頻帶相應的信號。

采用上述方法的技術是頻帶復制(SBR)。在SBR中，通過用包絡表現(xiàn)高頻信號并且在解碼處理期間合成所述包絡來提高編碼效率。SBR基于人對于高頻信號具有相對低的分辨率的聽覺特點。

技術實現(xiàn)要素：

技術問題

本發(fā)明提供基于頻帶復制(SBR)來擴展高頻頻帶的帶寬的方法。

技術解決方案

根據(jù)本發(fā)明的一方面，提供一種編碼設備，包括：下采樣器，用于對輸入信號進行下采樣；核心編碼器，用于對下采樣的輸入信號執(zhí)行核心編碼；頻率變換器，用于對輸入信號執(zhí)行頻率變換；擴展編碼器，用于通過使用頻域中的輸入信號的基信號執(zhí)行帶寬擴展編碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼設備，包括：下采樣器，用于對輸入信號進行下采樣；核心編碼器，用于對下采樣的輸入信號執(zhí)行核心編碼；頻率變換器，用于對輸入信號執(zhí)行頻率變換；擴展編碼器，用于通過使用頻域中的輸入信號和輸入信號的基信號的特征來執(zhí)行帶寬擴展編碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼設備，包括：編碼模式選擇器，用于基于頻域中的輸入信號和時域中的輸入信號選擇用于執(zhí)行帶寬擴展編碼的編碼模式；擴展編碼器，用于通過使用頻域中的輸入信號和所述編碼模式來執(zhí)行帶寬擴展編碼。

擴展編碼器可包括：基信號產生器，用于從頻域中的輸入信號的頻譜產生頻域中的輸入信號的基信號；因子估計器，用于通過使用所述基信號估計能量控制因子；能量提取器，用于從頻域中的輸入信號提取能量；能量控制器，用于通過使用能量控制因子控制提取的能量；能量量化器，用于對控制的能量進行量化。

擴展編碼器可包括：基信號產生器，用于通過使用頻域中的輸入信號的頻譜來產生頻域中的輸入信號的基信號；因子估計器，用于基于通過使用輸入信號和基信號的特征來估計能量控制因子；能量提取器，用于從頻域中的輸入信號提取能量；能量控制器，用于通過使用能量控制因子控制提取的能量；能量量化器，用于對控制的能量進行量化。

擴展編碼器可包括：能量提取器，用于基于編碼模式從頻域中的輸入信號提取能量；能量控制器，用于基于編碼模式，通過使用能量控制因子控制提取的能量；能量量化器，用于基于編碼模式對控制的能量進行量化。

基信號產生器可包括：人工信號產生器，用于通過復制并折疊頻域中的輸入信號的低頻域低頻頻帶來產生與高頻域高頻頻帶相應的人工信號；包絡估計器，用于通過使用窗口估計基信號的包絡；包絡應用單元，用于對人工信號應用估計的包絡。

因子估計器可包括：第一音調計算器，用于計算頻域中的輸入信號的高頻域高頻頻帶的音調；第二音調計算器，用于計算基信號的音調；因子計算器，用于通過使用頻域中的輸入信號的高頻域高頻頻帶的音調和基信號的音調來計算能量控制因子。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼設備包括：信號分類單元，用于基于輸入信號的特征來確定輸入信號的編碼模式；碼激勵線性預測(CELP)編碼器，用于當輸入信號的編碼模式被確定為CELP編碼模式時，對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼；時域(TD)擴展編碼器，用于當對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼時，對輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼；頻率變換器，用于當輸入信號的編碼模式被確定為頻域(FD)模式時，對輸入信號執(zhí)行頻率變換；FD編碼器，用于對變換的輸入信號執(zhí)行FD編碼。

FD編碼器可包括：標準化編碼器，用于從每個頻帶的變換的輸入信號提取能量，并且對提取的能量進行量化；階乘脈沖編碼器，用于對通過使用量化的標準化值縮放變換的輸入信號而獲得的值執(zhí)行階乘脈沖編碼(FPC)；額外噪聲信息產生器，用于根據(jù)FPC的執(zhí)行產生額外噪聲信息，并且輸入到FD編碼器的變換的輸入信號可以是瞬態(tài)幀。

FD編碼器可包括：標準化編碼器，用于從每個頻帶的變換的輸入信號提取能量，并且對提取的能量進行量化；階乘脈沖編碼器，用于對通過使用量化的標準化值縮放變換的輸入信號而獲得的值執(zhí)行階乘脈沖編碼(FPC)；額外噪聲信息產生器，用于根據(jù)FPC的執(zhí)行產生額外噪聲信息；FD擴展編碼器，用于對變換的輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼，并且輸入到FD編碼器的變換的輸入信號可以是靜止幀。

FD擴展編碼器可通過以不同的比特率使用相同的碼本來執(zhí)行能量量化。

根據(jù)對變換的輸入信號執(zhí)行FD編碼的結果的比特流包括先前幀模式信息。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼設備，包括：信號分類單元，用于基于輸入信號的特征來確定輸入信號的編碼模式；線性預測系數(shù)(LPC)編碼器，用于從輸入信號的低頻信號提取LPC，并且對LPC進行量化；碼激勵線性預測(CELP)編碼器，用于當輸入信號的編碼模式被確定為CELP編碼模式時，對使用LPC提取的輸入信號的低頻信號的LPC激勵信號執(zhí)行CELP編碼；時域(TD)擴展編碼器，用于當對LPC激勵信號執(zhí)行CELP編碼時，對輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼；音頻編碼器，用于當輸入信號的編碼模式被確定為音頻模式時，對LPC激勵信號執(zhí)行音頻編碼；FD擴展編碼器，用于當對LPC激勵信號執(zhí)行音頻編碼時，對輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼。

FD擴展編碼器可通過以不同的比特率使用相同的碼本來執(zhí)行能量量化。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種解碼設備，包括：核心解碼器，用于對包括在比特流中的核心編碼的輸入信號執(zhí)行核心解碼；上采樣器，用于對核心解碼的輸入信號進行上采樣；頻率變換器，用于對上采樣的輸入信號執(zhí)行頻率變換；擴展編碼器，用于通過使用包括在比特流中的輸入信號的能量和頻域中的輸入信號來執(zhí)行帶寬擴展解碼。

擴展解碼器可包括：反量化器，用于對輸入信號的能量進行反量化；基信號產生器，用于通過使用頻域中的輸入信號產生基信號；增益計算器，用于通過使用反量化的能量和基信號的能量來計算將被應用于基信號的增益；增益應用單元，用于對每個頻帶應用所述增益。

基信號產生器可包括：人工信號產生器，用于通過復制并折疊頻域中的輸入信號的低頻頻帶來產生與高頻頻帶相應的人工信號；包絡估計器，用于通過使用包括在比特流中的窗口來估計基信號的包絡；包絡應用單元，用于對人工信號應用估計的包絡。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種解碼設備，包括：模式信息檢查單元，用于檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息；碼激勵線性預測(CELP)解碼器，用于基于檢查的結果對CELP編碼的幀執(zhí)行CELP解碼；時域(TD)擴展解碼器，用于通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號；頻域(FD)解碼器，用于基于檢查的結果對FD編碼的幀執(zhí)行FD解碼；頻率反變換器，用于對執(zhí)行FD解碼的結果執(zhí)行頻率反變換。

FD解碼器可包括：標準化解碼器，用于基于包括在比特流中的標準化信息來執(zhí)行標準化解碼；階乘脈沖編碼(FPC)解碼器，用于基于包括在比特流中的階乘脈沖編碼信息來執(zhí)行FPC解碼；噪聲填充執(zhí)行單元，用于對執(zhí)行FPC解碼的結果執(zhí)行噪聲填充。

FD解碼器可包括：標準化解碼器，用于基于包括在比特流中的標準化信息來執(zhí)行標準化解碼；階乘脈沖編碼(FPC)解碼器，用于基于包括在比特流中的階乘脈沖編碼信息來執(zhí)行FPC解碼；噪聲填充執(zhí)行單元，用于對執(zhí)行FPC解碼的結果執(zhí)行噪聲填充；FD高頻擴展解碼器，用于基于執(zhí)行FPC解碼的結果和執(zhí)行噪聲填充的結果來執(zhí)行高頻擴展解碼。

FD解碼器可還包括：FD低頻擴展解碼器，用于當執(zhí)行FPC解碼的頻帶的上頻帶值小于核心信號的頻帶的上頻帶值時，對執(zhí)行FPC解碼和噪聲填充的結果執(zhí)行擴展解碼。

FD高頻擴展解碼器可通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量的反量化。

FD解碼器可基于包括在比特流中的先前幀模式信息來對FD編碼的幀執(zhí)行FD解碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種解碼設備，包括：模式信息檢查單元，用于檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息；線性預測系數(shù)(LPC)解碼器，用于對包括在比特流中的幀執(zhí)行LPC解碼；碼激勵線性預測(CELP)解碼器，用于基于檢查的結果對CELP編碼的幀執(zhí)行CELP解碼；時域(TD)擴展解碼器，用于通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號；音頻解碼器，用于基于檢查的結果對音頻編碼的幀執(zhí)行音頻解碼；頻域(FD)擴展解碼器，用于通過使用執(zhí)行音頻解碼的結果來執(zhí)行擴展解碼。

FD擴展解碼器可通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量的反量化。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼方法，包括：對輸入信號進行下采樣；對下采樣的輸入信號執(zhí)行核心編碼；對輸入信號執(zhí)行頻率變換；通過使用頻域中的輸入信號的基信號來執(zhí)行帶寬擴展編碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼方法，包括：對輸入信號進行下采樣；對下采樣的輸入信號執(zhí)行核心編碼；對輸入信號執(zhí)行頻率變換；通過使用頻域中的輸入信號和輸入信號的基信號的特征來執(zhí)行帶寬擴展編碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼方法，包括：基于通過使用頻域中的輸入信號和時域中的輸入信號來選擇用于執(zhí)行帶寬擴展編碼的編碼模式；通過使用頻域中的輸入信號和所述編碼模式來執(zhí)行帶寬擴展編碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種解碼方法，包括：對包括在比特流中的核心編碼的輸入信號執(zhí)行核心解碼；對核心解碼的輸入信號進行上采樣；對上采樣的輸入信號執(zhí)行頻率變換；通過使用頻域中的輸入信號和包括在比特流中的輸入信號的能量來執(zhí)行帶寬擴展解碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼方法，包括：基于輸入信號的特征來確定輸入信號的編碼模式；當輸入信號的編碼模式被確定為碼激勵線性預測(CELP)編碼模式時，對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼；當對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼時，對輸入信號的高頻信號執(zhí)行時域(TD)擴展編碼；當輸入信號的編碼模式被確定為頻域(FD)模式時，對輸入信號執(zhí)行頻率變換；對變換的輸入信號執(zhí)行FD編碼。

執(zhí)行FD編碼的步驟可包括：通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量量化。

根據(jù)對變換的輸入信號執(zhí)行FD編碼的結果的比特流可包括先前幀模式信息。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種編碼方法，包括：基于輸入信號的特征來確定輸入信號的編碼模式；從輸入信號的低頻信號提取線性預測系數(shù)(LPC)LPC，并且對LPC進行量化；當輸入信號的編碼模式被確定為CELP編碼模式時，對使用LPC提取的輸入信號的低頻信號的LPC激勵信號執(zhí)行碼激勵線性預測(CELP)編碼；當對LPC激勵信號執(zhí)行CELP編碼時，對輸入信號的高頻信號執(zhí)行時域(TD)擴展編碼；當輸入信號的編碼模式被確定為音頻編碼模式時，對LPC激勵信號執(zhí)行音頻編碼；當對LPC激勵信號執(zhí)行音頻編碼時，對輸入信號的高頻信號執(zhí)行頻域(FD)擴展編碼。

執(zhí)行FD擴展編碼的步驟可包括：通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量量化。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種解碼方法，包括：檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息；基于檢查的結果對CELP編碼的幀執(zhí)行碼激勵線性預測(CELP)解碼；通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號；基于檢查的結果對FD編碼的幀執(zhí)行頻域(FD)解碼；對執(zhí)行FD解碼的結果執(zhí)行頻率反變換。

執(zhí)行FD解碼的步驟可包括：通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量的反量化。

執(zhí)行FD解碼的步驟可包括：基于包括在比特流中的先前幀模式信息來對FD編碼的幀執(zhí)行FD解碼。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，提供一種解碼方法，包括：檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息；對包括在比特流中的幀執(zhí)行線性預測系數(shù)(LPC)解碼；基于檢查的結果對CELP編碼的幀執(zhí)行碼激勵線性預測(CELP)解碼；通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號；基于檢查的結果對音頻編碼的幀執(zhí)行音頻解碼；通過使用執(zhí)行音頻解碼的結果來執(zhí)行頻域(FD)擴展解碼。

執(zhí)行FD擴展解碼的步驟可包括：通過以不同的比特率使用相同的碼本來執(zhí)行能量反量化。

有益效果

根據(jù)本發(fā)明的實施例，通過提取輸入信號的基信號，并且通過使用輸入信號的高頻頻帶的音調和基信號的音調來控制輸入信號的能量，高頻頻帶的帶寬可被有效地擴展。

附圖說明

圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼設備和解碼設備的框圖。

圖2A是根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼設備的整體結構的框圖。

圖2B是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備的整體結構的框圖。

圖2C是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在編碼設備中的頻域(FD)編碼器的框圖。

圖2D是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備的整體結構的框圖。

圖3是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在編碼設備中的核心編碼器的框圖。

圖4是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在編碼設備中的擴展編碼器的框圖。

圖5是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的包括在編碼設備中的擴展編碼器的框圖。

圖6是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在擴展編碼器中的基信號產生器的框圖。

圖7是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在擴展編碼器中的因子估計器的框圖。

圖8是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的能量量化器的操作的流程圖。

圖9是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的對能量進行量化的處理的示圖。

圖10是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的產生人工信號的處理的示圖。

圖11A和圖11B分別示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的用于估計包絡的窗口。

圖12A是根據(jù)本發(fā)明的實施例的解碼設備的框圖。

圖12B是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼設備的框圖。

圖12C是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在解碼設備中的FD解碼器的框圖。

圖12D是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼設備的框圖。

圖13是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在解碼設備中的擴展解碼器的框圖。

圖14是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在擴展解碼器中的反量化器的操作的流程圖。

圖15A是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼方法的流程圖。

圖15B是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼方法的流程圖。

圖15C是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼方法的流程圖。

圖16A是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的解碼方法的流程圖。

圖16B是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼方法的流程圖。

圖16C是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼方法的流程圖。

圖17是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備的整體結構的框圖。

圖18是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的包括在編碼設備中的能量量化器的操作的流程圖。

圖19是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的通過使用非均勻比特分配(unequal bit allocation)方法來對能量進行量化的處理的示圖。

圖20是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的使用幀內預測的矢量量化的示圖。

圖21是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的通過使用頻率加權方法來對能量進行量化的處理的示圖。

圖22是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的使用多級劃分矢量量化和幀內預測的矢量量化的示圖。

圖23是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的包括在解碼設備中的反量化器的操作的示圖。

圖24是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備的整體結構的框圖。

圖25是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的比特流的示圖。

圖26是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的對每個頻帶執(zhí)行頻率分配的方法的示圖。

圖27是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的在FD編碼器或FD解碼器中使用的頻帶的示圖。

具體實施方式

下面，將參照附圖詳細描述本發(fā)明的示例性實施例。

圖1是根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼設備101和解碼設備102的框圖。

編碼設備101可產生輸入信號的基信號(或基本信號)，并且將基信號發(fā)送到解碼設備102?；谳斎胄盘柕牡皖l信號產生基信號。由于通過白化低頻信號的包絡信息來獲得基信號，因此基信號可以是用于高頻帶寬擴展的激勵信號。解碼設備102可從基信號中重構輸入信號。換句話說，編碼設備101和解碼設備102執(zhí)行超寬帶帶寬擴展(SWB BWE)。詳細地，通過SWB BWE，可基于與0到6.4KHz的低頻頻帶相應的解碼的寬帶(WB)信號來產生與同SWB相應的6.4KHz到16KHz的高頻頻帶相應的信號。這里，所述16KHz可根據(jù)環(huán)境而變化?？赏ㄟ^使用根據(jù)基于線性預測域(LPD)的碼激勵線性預測(CELP)的語音編解碼器或通過在頻域中執(zhí)行量化來產生解碼的WB信號。在頻域中執(zhí)行量化的方法的示例可包括基于修正離散余弦變換(MDCT)的高級音頻編碼(AAC)。

現(xiàn)在將詳細描述編碼設備101和解碼設備102的操作。

圖2是根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼設備101的整體結構的框圖。

參照圖2A，編碼設備101可包括下采樣器201、核心編碼器202、頻率變換器203和擴展編碼器204。

對于寬帶(WB)編碼，下采樣器201可對輸入信號進行下采樣。一般而言，輸入信號(例如，具有32KHz的采樣率的超寬帶(SWB)信號)被轉換為具有合適于WB編碼的采樣率的信號。例如，下采樣器201可將具有例如32KHz的采樣率的輸入信號下采樣為具有例如12.8KHz的采樣率的信號。

核心編碼器202可對下采樣的輸入信號執(zhí)行核心編碼。換句話說，核心編碼器202可執(zhí)行WB編碼。例如，核心編碼器202可基于CELP方法來執(zhí)行WB編碼。

頻率變換器203可對輸入信號執(zhí)行頻率變換。例如，頻率變換器203可執(zhí)行快速傅里葉變換(FFT)或MDCT來對輸入信號執(zhí)行頻率變換。下面假設使用MDCT。

擴展編碼器204可通過使用頻域中的輸入信號的基信號來執(zhí)行帶寬擴展編碼。也就是說，擴展編碼器204可基于頻域中的輸入信號來執(zhí)行SWB BWE編碼。在這種情況下，如下面將參照圖4所描述的，擴展編碼器204不接收編碼信息。

另外，擴展編碼器204可基于頻域中的輸入信號和輸入信號的基信號的特征來執(zhí)行帶寬擴展編碼。在這種情況下，可根據(jù)輸入信號的特征的源如圖4或圖5中所示來實現(xiàn)擴展編碼器204。

下面將參照圖4和圖5詳細描述擴展編碼器204的操作。

因此，圖2A的上部路徑和下部路徑分別表示核心編碼處理和帶寬擴展編碼處理?？赏ㄟ^SWB BWE編碼將輸入信號的能量信息發(fā)送到解碼設備102。

圖2B是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備101的整體結構的框圖。

參照圖2B，編碼設備101可包括信號分類單元205、CELP編碼器206、時域(TD)擴展編碼器207、頻率變換器208和頻域(FD)編碼器209。

信號分類單元205基于輸入信號的特征來確定輸入信號的編碼模式。在當前實施例中，編碼模式可以是編碼方法。

例如，信號分類單元205可考慮輸入信號的時域特征和頻域特征來確定輸入信號的編碼模式。另外，當輸入信號的特征是語音信號時，信號分類單元205確定將對輸入信號執(zhí)行CELP編碼，當輸入信號的特征是音頻信號時，信號分類單元205確定將對輸入信號執(zhí)行FD編碼。

然而，提供給信號分類單元205的輸入信號可以是由下采樣器(未示出)下采樣的信號。例如，根據(jù)當前實施例，輸入信號可以是通過對具有32kHz或48kHz的采樣率的信號進行重新采樣而具有12.8kHz或16kHz的采樣率的信號。所述重新采樣可以是下采樣。

如上面參照圖2A所描述的，具有32kHz的采樣率的信號可以是超寬帶(SWB)信號。SWB信號可以是全頻帶(FB)信號。具有16kHz的采樣率的信號可以是WB信號。

信號分類單元205可基于低頻信號的特征，確定與輸入信號的低頻頻帶相應的低頻信號的編碼模式是CELP模式或FD模式。

如果輸入信號的編碼模式是被確定為CELP模式，則CELP編碼器206對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼。例如，CELP編碼器206可從輸入信號的低頻信號提取激勵信號，并且基于與基頻信息(pitch information)相應的固定碼本貢獻(fixed codebook contribution)和自適應碼本貢獻(adaptive codebook contribution)來對提取的激勵信號進行量化。

然而，本發(fā)明并不限于此，CELP編碼器206可還從輸入信號的低頻信號提取線性預測系數(shù)(LPC)，對提取的LPC進行量化，并通過使用量化的LPC來提取激勵信號。

另外，根據(jù)當前實施例，CELP編碼器206可根據(jù)依據(jù)輸入信號的低頻信號的特征的各種編碼模式對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼。例如，CELP編碼器206可根據(jù)例如有聲編碼模式(voiced coding mode)、無聲編碼模式(unvoiced coding mode)、瞬態(tài)編碼模式(transition coding mode)和一般編碼模式(generic coding mode)中的一個模式對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼。

當對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼時，TD擴展編碼器207對輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼。例如，TD擴展編碼器207對與輸入信號的高頻頻帶相應的高頻信號的LPC進行量化。在這種情況下，TD擴展編碼器207可提取輸入信號的高頻信號的LPC，并且對提取的LPC進行量化。否則，TD擴展編碼器207可通過使用輸入信號的低頻信號的激勵信號來產生輸入信號的高頻信號的LPC。

因此，TD擴展編碼器207可以是TD高頻擴展編碼器，但是本發(fā)明不限于此。

如果輸入信號的編碼模式被確定為FD編碼模式，則頻率變換器208對輸入信號執(zhí)行頻率變換。例如，頻率變換器208可對輸入信號執(zhí)行包括重疊幀的頻率變換(例如，MDCT)，但是本發(fā)明不限于此。

FD編碼器209對頻率變換的輸入信號執(zhí)行FD編碼。例如，F(xiàn)D編碼器209可對由頻率變換器208變換的頻譜執(zhí)行FD編碼。下面將參照圖2C詳細描述FD編碼器209。

根據(jù)當前實施例，如上所述，編碼設備101可通過對輸入信號進行編碼來輸出比特流。例如，比特流可包括報頭和有效載荷。

報頭可包括指示用于對輸入信號進行編碼的編碼模式的編碼模式信息。有效載荷可包括根據(jù)用于對輸入信號進行編碼的編碼模式的信息。如果根據(jù)CELP模式對輸入信號進行編碼，則有效載荷可包括CELP信息和TD高頻擴展信息。如果根據(jù)FD模式對輸入信號進行編碼，則有效載荷可包括預測數(shù)據(jù)和FD信息。

然而，在根據(jù)當前實施例的比特流中，報頭可還包括用于修復可能發(fā)生的幀差錯的先前幀模式信息。例如，如果輸入信號的編碼模式被確定為FD模式，則如下面將參照圖25所詳細描述的，報頭可還包括先前幀模式信息。

因此，根據(jù)輸入信號的特征將根據(jù)當前實施例的編碼設備101切換至使用CELP模式或FD模式，從而根據(jù)輸入信號的特征對輸入信號進行適當?shù)鼐幋a。另外，編碼設備101根據(jù)信號分類單元205的確定來使用FD模式，從而在高比特率環(huán)境中適當?shù)貓?zhí)行編碼。

圖2C是根據(jù)本發(fā)明的實施例的FD編碼器209的框圖。

參照圖2C，F(xiàn)D編碼器209可包括標準化編碼器2091、階乘脈沖編碼器2092、額外噪聲信息產生器2093和FD擴展編碼器2094。

標準化編碼器2091從由頻率變換器208變換的輸入信號的每個頻帶提取能量，并且對提取的能量進行量化。另外，標準化編碼器2091可基于提取的能量執(zhí)行縮放。在這種情況下，縮放的能量值可被量化。例如，可通過使用用于測量能量的測量方法或者與頻帶的能量具有比例關系的功率來獲得根據(jù)當前實施例的能量值。

作為標準化編碼器2091執(zhí)行的量化的結果的標準化信息可被包括在比特流中，并可與比特流一起被發(fā)送到解碼設備102。

例如，標準化編碼器2091將與輸入信號相應的頻譜劃分為預定數(shù)量的頻帶，從每個頻帶的頻譜提取能量，并且對提取的能量進行量化。量化值可用于使頻譜標準化。

標準化編碼器2091可還對量化值進行編碼。

階乘脈沖編碼器2092可對通過使用量化的標準化值縮放變換的輸入信號而獲得的值執(zhí)行階乘脈沖編碼(FPC)。換句話說，階乘脈沖編碼器2092可對通過標準化編碼器2091標準化的頻譜值執(zhí)行FPC。

例如，階乘脈沖編碼器2092分配可用于每個頻帶的比特的數(shù)量，并且根據(jù)分配的比特的數(shù)量對標準化的頻譜值執(zhí)行FPC。在這種情況下，可根據(jù)目標比特率來確定分配到每個頻帶的比特的數(shù)量。另外，階乘脈沖編碼器2092可通過使用由標準化編碼器2091量化的標準化編碼值來計算將被分配到每個頻帶的比特的數(shù)量。在這種情況下，階乘脈沖編碼器2092可對頻率變換的頻譜而不是標準化的頻譜執(zhí)行FPC。

額外噪聲信息產生器2093根據(jù)FPC的執(zhí)行來產生額外噪聲信息。例如，額外噪聲信息產生器2093基于由階乘脈沖編碼器2092對頻譜執(zhí)行FPC的結果來產生適當?shù)脑肼曤娖健?/p>

在這種情況下，由額外噪聲信息產生器2093產生的額外噪聲信息可被包括在比特流中，使得解碼側可參照額外噪聲信息來執(zhí)行噪聲填充。

FD擴展編碼器2094對輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼。更具體地，F(xiàn)D擴展編碼器2094通過使用低頻頻譜執(zhí)行高頻擴展。

例如，F(xiàn)D擴展編碼器2094對與輸入信號的高頻頻帶相應的高頻信號的頻域能量信息進行量化。在這種情況下，F(xiàn)D擴展編碼器2094可將與輸入信號相應的頻譜劃分為預定數(shù)量的頻帶，從每個頻帶的頻譜獲得能量值，并且通過使用所述能量值執(zhí)行多級矢量量化(MSVQ)。MSVQ可以是多級矢量量化。

更具體地，F(xiàn)D擴展編碼器2094可通過從所述預定數(shù)量的頻帶中收集奇數(shù)頻帶的能量信息來執(zhí)行矢量量化(VQ)，基于根據(jù)矢量量化的結果的量化值來獲得偶數(shù)頻帶中的預測誤差，并且在下一級對獲得的預測誤差執(zhí)行矢量量化。

然而，本發(fā)明不限于此，F(xiàn)D擴展編碼器2094可通過從所述預定數(shù)量的頻帶中收集偶數(shù)頻帶的能量信息來執(zhí)行矢量量化，并且通過使用根據(jù)矢量量化的結果的量化值來獲得奇數(shù)頻帶中的預測誤差。

也就是說，F(xiàn)D擴展編碼器2094從通過對第n頻帶執(zhí)行矢量量化而獲得的量化值和通過對第(n+2)頻帶執(zhí)行矢量量化而獲得的量化值獲得第(n+1)頻帶中的預測誤差。這里，“n”表示自然數(shù)。

另外，為了通過收集能量信息來執(zhí)行矢量量化，F(xiàn)D擴展編碼器2094可模擬在預定頻帶中產生激勵信號的方法，并且可在根據(jù)模擬的結果的激勵信號的特征與所述預定頻帶中的原始信號的特征不同時控制能量。在這種情況下，根據(jù)模擬的結果的激勵信號的特征和原始信號的特征可包括音調和噪度因子中的至少一個，但是本發(fā)明不限于此。因此，當解碼側對實際能量進行解碼時，可防止噪聲增加。

FD擴展編碼器2094可使用多模式帶寬擴展，其中，所述多模式帶寬擴展使用根據(jù)輸入信號的高頻信號的特征產生激勵信號的各種方法。例如，F(xiàn)D擴展編碼器2094可根據(jù)輸入信號的特征對每一幀使用標準模式、諧波模式和噪聲模式中的一個模式來產生激勵信號。

另外，根據(jù)當前實施例，F(xiàn)D擴展編碼器2094可產生根據(jù)比特率變化的頻帶的信號。也就是說，與FD擴展編碼器2094對其執(zhí)行擴展編碼的高頻信號相應的高頻頻帶可根據(jù)比特率而不同地設置。

例如，F(xiàn)D擴展編碼器2094可被用于以16kbps的比特率產生與約6.4kHz到14.4kHz的頻帶相應的信號，并且以等于或大于16kbps的比特率產生與約8kHz到16kHz的頻帶相應的信號。另外，F(xiàn)D擴展編碼器2094以16kbps的比特率對與約6.4kHz到14.4kHz的頻帶相應的高頻信號執(zhí)行擴展編碼，并以等于或大于16kbps的比特率對與約8kHz到16kHz的頻帶相應的高頻信號執(zhí)行擴展編碼。

在這種情況下，根據(jù)當前實施例，如下面將參照圖26所詳細描述的，F(xiàn)D擴展編碼器2094可通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量量化。

如果靜止幀被輸入到FD編碼器209，則FD編碼器209的標準化編碼器2091、階乘脈沖編碼器2092、額外噪聲信息產生器2093和FD擴展編碼器2094可進行操作。

然而，當瞬態(tài)幀被輸入時，F(xiàn)D擴展編碼器2094可不操作。在這種情況下，與當靜止幀被輸入時相比，標準化編碼器2091和階乘脈沖編碼器2092可設置被執(zhí)行FPC的頻帶的更高上頻帶值Fcore。下面將參照圖27詳細描述上頻帶值Fcore。

圖2D是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備101的整體結構的框圖。

參照圖2D，編碼設備101可包括信號分類單元210、LPC編碼器211、CELP編碼器212、TD擴展編碼器213、音頻編碼器214和FD擴展編碼器215。

信號分類單元210根據(jù)輸入信號的特征確定輸入信號的編碼模式。根據(jù)當前實施例，編碼模式可以是編碼方法。

例如，信號分類單元210基于輸入信號的時域特征和頻域特征來確定輸入信號的編碼模式。另外，當輸入信號的特征是語音信號時，信號分類單元205可確定將對輸入信號執(zhí)行CELP編碼，當輸入信號的特征是音頻信號時，信號分類單元205確定將對輸入信號執(zhí)行音頻編碼。

LPC編碼器211從輸入信號的低頻信號提取LPC，并且對LPC進行量化。例如，根據(jù)當前實施例，LPC編碼器211可使用例如，網(wǎng)格編碼量化(TCQ)、MSVQ或點陣矢量量化(LVQ)來對LPC進行量化，但本發(fā)明不限于此。

更具體地，LPC編碼器211可對例如具有32kHz或48kHz的采樣率的輸入信號進行重新采樣來從具有12.8kHz或16kHz的采樣率的輸入信號的低頻信號提取LPC。

如上面參照圖2A和圖2B所描述的，具有32kHz的采樣率的信號可以是SWB信號。SWB信號可以是FB信號。另外，具有16kHz的采樣率的信號可以是WB信號。

LPC編碼器211可還通過使用量化的LPC來提取LPC激勵信號，但是本發(fā)明不限于此。

如果輸入信號的編碼模式被確定為CELP模式，則CELP編碼器212對使用LPC提取的LPC激勵信號執(zhí)行CELP編碼。例如，CELP編碼器212可基于與基頻信息相應的固定碼本貢獻和自適應碼本貢獻來對LPC激勵信號進行量化。在這種情況下，可通過CELP編碼器212和LPC編碼器211中的至少一個來產生LPC激勵信號。

根據(jù)當前實施例，CELP編碼器212可還根據(jù)依據(jù)輸入信號的低頻信號的特征的各種編碼模式來執(zhí)行CELP編碼。例如，CELP編碼器206可通過使用有聲編碼模式、無聲編碼模式、瞬態(tài)編碼模式或一般編碼模式中的一個模式對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼。

當對輸入信號的低頻信號的LPC激勵信號執(zhí)行CELP編碼時，TD擴展編碼器213對輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼。

例如，TD擴展編碼器213對輸入信號的高頻信號的LPC進行量化。在這種情況下，TD擴展編碼器213可通過使用輸入信號的低頻信號的LPC激勵信號來提取輸入信號的高頻信號的LPC。

因此，TD擴展編碼器213可以是TD高頻擴展編碼器，但是本發(fā)明不限于此。

如果輸入信號的編碼模式被確定為音頻編碼模式，則音頻編碼器214對使用LPC提取的LPC激勵信號執(zhí)行音頻編碼。

例如，音頻編碼器214可對LPC激勵信號執(zhí)行頻率變換，并對變換的LPC激勵信號進行量化。

這里，當音頻編碼器214執(zhí)行頻率變換時，音頻編碼器214可使用不包括重疊幀的頻率變換方法(例如，離散余弦變換(DCT))。另外，音頻編碼器214可根據(jù)FPC或點陣VQ(LVQ)對頻率變換的激勵信號頻譜執(zhí)行量化。

另外，如果音頻編碼器214具有多余的比特來對LPC激勵信號執(zhí)行量化，則音頻編碼器214可進一步基于固定碼本貢獻和自適應碼本貢獻的TD編碼信息進行量化。

當對輸入信號的低頻信號的LPC激勵信號執(zhí)行音頻編碼時，F(xiàn)D擴展編碼器215對輸入信號的高頻信號執(zhí)行擴展編碼。換句話說，F(xiàn)D擴展編碼器215可通過使用低頻頻譜來執(zhí)行高頻擴展。

例如，F(xiàn)D擴展編碼器215對與輸入信號的高頻頻帶相應的高頻信號的頻域能量信息執(zhí)行量化。在這種情況下，F(xiàn)D擴展編碼器215可通過使用頻率變換方法(例如，MDCT)來產生頻譜，將頻譜劃分為預定數(shù)量的頻帶，獲得每個頻帶的頻譜的能量，并且通過使用所述能量執(zhí)行MSVQ。這里，MSVQ可以是多級矢量量化。

更具體地，F(xiàn)D擴展編碼器215可通過從所述預定數(shù)量的頻帶中收集奇數(shù)頻帶的能量信息來執(zhí)行矢量量化，基于根據(jù)矢量量化的結果的量化值來獲得偶數(shù)頻帶中的預測誤差，并且在下一級對預測誤差執(zhí)行矢量量化。

然而，本發(fā)明不限于此，F(xiàn)D擴展編碼器215可通過從所述預定數(shù)量的頻帶中收集偶數(shù)頻帶的能量信息來執(zhí)行矢量量化，并且通過使用根據(jù)矢量量化的結果的量化值來獲得奇數(shù)頻帶中的預測誤差。

也就是說，F(xiàn)D擴展編碼器215通過使用通過對第n頻帶執(zhí)行矢量量化而獲得的量化值和通過對第(n+2)頻帶執(zhí)行矢量量化而獲得的量化值來獲得第(n+1)頻帶中的預測誤差。這里，“n”表示自然數(shù)。

另外，為了通過收集能量信息來執(zhí)行矢量量化，F(xiàn)D擴展編碼器215可模擬在預定頻帶中產生激勵信號的方法，并且可在根據(jù)模擬的結果的激勵信號的特征與所述預定頻帶中的原始信號的特征不同時控制能量。在這種情況下，根據(jù)模擬的結果的激勵信號的特征和原始信號的特征可包括音調和噪度因子中的至少一個，但是本發(fā)明不限于此。因此，當解碼側對實際能量進行解碼時，可防止噪聲增加。

FD擴展編碼器215可使用多模式帶寬擴展，其中，所述多模式帶寬擴展使用根據(jù)輸入信號的高頻信號的特征來產生激勵信號的各種方法。例如，F(xiàn)D擴展編碼器215可根據(jù)輸入信號的特征通過對每一幀使用標準模式、諧波模式、瞬態(tài)模式或噪聲模式來產生激勵信號。在瞬態(tài)模式中，時域包絡信息也可被量化。

另外，根據(jù)當前實施例，F(xiàn)D擴展編碼器215可產生根據(jù)比特率變化的頻帶的信號。換句話說，與FD擴展編碼器215對其執(zhí)行擴展編碼的高頻信號相應的高頻頻帶可根據(jù)比特率被不同地設置。

例如，F(xiàn)D擴展編碼器215可被用于以16kbps的比特率產生與約6.4kHz到14.4kHz的頻帶相應的信號，并且以等于或大于16kbps的比特率產生與約8kHz到16kHz的頻帶相應的信號。另外，F(xiàn)D擴展編碼器215以16kbps的比特率對與約6.4kHz到14.4kHz的頻帶相應的高頻信號執(zhí)行擴展編碼，并且以等于或大于16kbps的比特率對與約8kHz到16kHz的頻帶相應的高頻信號執(zhí)行擴展編碼。

在這種情況下，根據(jù)當前實施例，如下面將參照圖26所詳細描述的，F(xiàn)D擴展編碼器215可通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量量化。

在當前實施例中，編碼設備101可如上所述對輸入信號進行編碼，并且以編碼的比特流的形式輸出。例如，比特流可包括報頭和有效載荷。

在這種情況下，報頭可包括指示用于對輸入信號進行編碼的編碼模式的編碼模式信息。當通過使用CELP模式對輸入信號進行編碼時，有效載荷可包括CELP信息和TD高頻擴展信息，并且當通過使用音頻編碼模式對輸入信號進行編碼時，有效載荷可包括預測數(shù)據(jù)、音頻編碼信息和FD高頻擴展信息。

編碼設備101可根據(jù)輸入信號的特征被切換到使用CELP模式或音頻編碼模式。因此，可根據(jù)輸入信號的特征執(zhí)行適當?shù)木幋a模式。另外，編碼設備101可根據(jù)信號分類單元210的確定來使用FD模式，從而在低比特率環(huán)境下適當?shù)貓?zhí)行編碼。

圖3是根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼設備101的核心編碼器202的框圖。

參照圖3，核心編碼器202可包括信號分類單元301和編碼器302。

信號分類單元301可對下采樣的輸入信號的特征進行分類，例如，12.8KHz。換句話說，信號分類單元301可根據(jù)輸入信號的特征將輸入信號的編碼模式分類為各種編碼模式。例如，根據(jù)ITU-T G.718編解碼器，信號分類單元301可將語音信號的編碼模式分類為有聲編碼模式、無聲編碼模式、瞬態(tài)編碼模式和一般編碼模式。無聲編碼模式被設計用于對無聲幀和最不活躍幀進行編碼。

編碼器302可執(zhí)行針對由信號分類單元301分類的輸入信號的特征而優(yōu)化的編碼。

圖4是根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼設備101的擴展編碼器204的框圖。

參照圖4，擴展編碼器204可包括基信號產生器401、因子估計器402、能量提取器403、能量控制器404和能量量化器405。例如，擴展編碼器204可在不接收關于編碼模式的信息的情況下估計能量控制因子。作為另一示例，擴展編碼器204可通過使用編碼模式來估計能量控制因子?？蓮暮诵木幋a器202接收關于編碼模式的信息。

基信號產生器401可通過使用頻域中的輸入信號的頻譜來產生輸入信號的基信號?；盘栔甘居糜诨赪B信號執(zhí)行SWB BWE的信號。換句話說，基信號指示構成低頻頻帶的精細結構的信號。下面將參照圖6詳細描述產生基信號的處理。

例如，因子估計器402可通過使用基信號來估計能量控制因子。也就是說，編碼設備101發(fā)送輸入信號的能量信息來在解碼設備102中產生SWB區(qū)域的信號。在這種情況下，因子估計器402可從感知的角度估計能量控制因子，其中，所述能量控制因子是用于控制能量信息的參數(shù)。下面將參照圖7詳細描述估計能量控制因子的處理。

作為另一示例，因子估計器402可通過使用基信號和輸入信號的特征來估計能量控制因子。在這種情況下，可從核心編碼器202接收輸入信號的特征。

能量提取器403可從頻帶中的輸入信號提取能量。提取的能量被發(fā)送到解碼設備102?？稍诿總€頻帶中提取能量。

能量控制器404可通過使用能量控制因子控制從輸入信號提取的能量。換句話說，能量控制器404可通過對在每個頻帶中提取的能量應用能量控制因子來控制能量。

能量量化器405可對控制的能量進行量化。能量可被轉換為dB尺度，并隨后被量化。具體地，能量量化器405可計算作為全部能量的整體能量，并且對整體能量以及整體能量和在每個頻帶中提取的能量之間的差進行標量量化。否則，從第一頻帶提取的能量被直接量化，隨后在除了第一頻帶以外的每個頻帶中提取的能量和在先前頻帶中提取的能量之間的差可被量化。否則，能量量化器405可在不使用在頻帶中提取的能量之間的差的情況下，對在每個頻帶中提取的能量直接進行量化。當在每個頻帶中提取的能量被直接量化時，可使用標量量化或矢量量化。下面將參照圖8和圖9詳細描述能量量化器405。

圖5是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備101的擴展編碼器204的框圖。

參照圖5，與圖4的擴展編碼器204相比，擴展編碼器204可還包括信號分類單元501。例如，因子估計器402可通過使用基信號和輸入信號的特征來估計能量控制因子。在這種情況下，可從信號分類單元501而不是從核心編碼器202接收輸入信號的特征。

信號分類單元501可根據(jù)輸入信號的特征對輸入信號進行分類(例如，32KHz和MDCT頻譜)。詳細地，信號分類單元501可基于輸入信號的特征將輸入信號的編碼模式分類為各種編碼模式。

通過根據(jù)輸入信號的特征對輸入信號進行分類，可僅從適合于執(zhí)行能量控制因子估計處理的信號估計能量控制因子，并且能量控制因子可控制能量。例如，可能不適合對不包含音調分量的信號(例如，噪聲信號或無聲信號)執(zhí)行能量控制因子估計處理。在這種情況下，如果輸入信號的編碼模式被分類為無聲編碼模式，則擴展編碼器204可在不執(zhí)行能量控制因子估計的情況下執(zhí)行帶寬擴展編碼。

圖5中示出的基信號產生器401、因子估計器402、能量提取器403、能量控制器404和能量量化器405如上面參照圖4被描述。

圖6是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在擴展編碼器204中的基信號產生器401的框圖。

參照圖6，基信號產生器401可包括人工信號產生器601、包絡估計器602和包絡應用單元603。

人工信號產生器601可通過復制和折疊頻帶中的輸入信號的低頻頻帶來產生與高頻頻帶相應的人工信號。換句話說，人工信號產生器601可通過復制頻域中的輸入信號的低頻頻譜來產生SWB域區(qū)域中的人工信號。下面將參照圖6詳細描述產生人工信號的處理。

包絡估計器602可通過使用窗口來估計基信號的包絡?；盘柕陌j可被用于消除關于在SWB區(qū)域中的人工信號的頻譜中包括的低頻頻帶的包絡信息?？赏ㄟ^使用特定頻率之前和之后的頻譜來確定所述特定頻率索引的包絡。還可通過移動平均值估計基信號的包絡。例如，如果MDCT被用于頻率變換，則可通過MDCT變換的頻譜的絕對值來估計基信號的包絡。

在這種情況下，包絡估計器602可形成白化頻帶(whitening band)，計算在每個白化頻帶中的頻率幅度的平均值，并且將白化頻帶的頻率幅度的平均值估計為屬于所述白化頻帶的頻率的包絡。屬于白化頻帶的頻譜的數(shù)量可被設置為小于從中提取了能量的頻帶的數(shù)量。

如果在每個白化頻帶中計算的頻率幅度的平均值被估計為屬于所述白化頻帶的頻率的包絡，則包絡估計器602可發(fā)送指示屬于白化頻帶的頻譜的數(shù)量是大還是小的信息，從而控制基信號的平坦的程度。例如，包絡估計器602可根據(jù)頻譜的數(shù)量是八或三的兩種類型來發(fā)送這樣的信息。如果頻譜的數(shù)量是三，則基信號的平坦的程度可比頻譜的數(shù)量是八時更高。

否則，包絡估計器602可不發(fā)送指示屬于白化頻帶的頻譜的數(shù)量是大還是小的信息，并且可根據(jù)核心編碼器202采用的編碼模式來確定基信號的平坦的程度。核心編碼器202可基于輸入信號的特征將輸入信號的編碼模式分類為有聲編碼模式、無聲編碼模式、瞬態(tài)編碼模式或一般編碼模式，并可對輸入信號進行編碼。

在這種情況下，包絡估計器602可基于根據(jù)輸入信號的特征的編碼模式來控制屬于白化頻帶的頻譜的數(shù)量。例如，如果根據(jù)有聲編碼模式對輸入信號進行編碼，則包絡估計器602可通過在白化頻帶形成三個頻譜來估計基信號的包絡。如果根據(jù)除了有聲編碼模式以外的編碼模式對輸入信號進行編碼，則包絡估計器602可通過在白化頻帶形成三個頻譜來估計基信號的包絡。

包絡應用單元603可對人工信號應用估計的包絡。這樣的處理與白化處理相應?？赏ㄟ^包絡使人工信號平坦。包絡應用單元603可通過根據(jù)頻率索引中的每一個的包絡劃分人工信號來產生基信號。

圖7是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在擴展編碼器204中的因子估計器402的框圖。

參照圖7，因子估計器402可包括第一音調計算器701、第二音調計算器702和因子計算器703。

第一音調計算器701可計算頻域中的輸入信號的高頻頻帶的音調。換句話說，第一音調計算器701可計算作為頻域中的輸入信號的高頻頻帶的SWB區(qū)域的音調。

第二音調計算器702可計算基信號的音調。

可通過測量頻譜平坦度來計算音調。詳細地，可通過使用下面的等式(1)計算音調。可使用頻譜的幾何均值和算術均值之間的關系來測量頻譜平坦度。

T：音調，S(k):頻譜

N：頻譜系數(shù)的長度，r:常數(shù)

因子計算器703可通過使用輸入信號的高頻頻帶的音調和基信號的音調來計算能量控制因子。在這種情況下，可通過下面的等式計算能量控制因子：

T_o:原始頻譜的音調，T_b:基頻譜的音調

N_o:原始頻譜的噪聲因子，N_b:基頻譜的噪聲因子

其中“α”表示能量控制因子，“To”表示輸入信號的音調，“Tb”表示基信號的音調。此外，“Nb”表示指示信號中包含噪聲分量的程度的噪度因子。

可通過下面的等式計算能量控制因子：

因子計算器703可計算用于每個頻帶的能量控制因子。計算的能量控制因子可被應用于輸入信號的能量。在這種情況下，當能量控制因子小于預定閾值能量控制因子時，能量控制因子可被應用于輸入信號的能量。

圖8是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的能量量化器405的操作的流程圖。

在操作S801，能量量化器405可通過使用能量控制因子來預處理能量矢量，并且選擇預處理的能量矢量的子矢量。例如，能量量化器405可從每個能量矢量減去能量矢量的平均值，或計算關于每個能量矢量的重要性的權重。在這種情況下，可按照合成聲音的質量可被最大化的方式來計算權重。

另外，能量量化器405可基于編碼效率適當選擇能量矢量的子矢量。另外，能量量化器405可以以相同的時間間隔選擇子矢量來提高插值效率。

例如，能量量化器405可根據(jù)下面的等式(4)來選擇子矢量。

k×n(n＝0,…,N),k≥2,N表示小于矢量維度的最大整數(shù)…(4)

在這種情況下，如果k＝2，則僅選擇偶數(shù)。

在操作S802，能量量化器405對選擇的子矢量進行量化和反量化。能量量化器405可通過選擇用于最小化通過使用下面的等式(5)計算的均方誤差(MSE)的量化索引來對子矢量進行量化。

能量量化器405可通過使用標量量化、矢量量化、TCQ或LVQ來對子矢量進行量化。在矢量量化中，可執(zhí)行MSVQ或劃分VQ，或者可同時執(zhí)行劃分VQ和多級VQ。量化索引被發(fā)送到解碼設備102。

當在預處理期間計算了權重時，能量量化器405可通過使用加權的MSE(WMSE)來計算優(yōu)化的量化索引。在這種情況下，可通過以下等式計算WMSE：

在操作S803，能量量化器405可對未被選擇的其余子矢量進行插值。

在操作S804，能量量化器405可計算插值誤差，其中，所述插值誤差是插值的其余子矢量和與能量矢量匹配的原始子矢量之間的差。

在操作S805，能量量化器405對插值誤差進行量化和反量化。在這種情況下，能量量化器405可通過使用用于最小化MSE的量化索引來對插值誤差進行量化。能量量化器405可通過使用標量量化、矢量量化、TCQ或LVQ來對插值誤差進行量化。在這種情況下，在矢量量化中，可執(zhí)行MSVQ或劃分VQ，或者可同時執(zhí)行劃分VQ和MSVQ。如果在預處理期間計算了權重，則能量量化器405可通過使用WMSE來計算優(yōu)化的量化索引。

在操作S806，能量量化器405可通過對被選擇的量化的子矢量進行插值來計算未被選擇的其余子矢量，并且通過添加在操作S805計算的量化的插值誤差來計算量化的能量值。并且，能量量化器405可在預處理期間通過重新添加平均值來計算最終量化的能量，其中，所述平均值在預處理期間被減去。

在MSVQ中，能量量化器405通過使用K個子矢量候選執(zhí)行量化來提高基于相同碼本的量化的性能。如果“K”等于或大于“2”，則能量量化器405可通過執(zhí)行失真測量來確定最優(yōu)子矢量候選。在這種情況下，可根據(jù)下面兩個方法中的一個來確定失真測量。

第一，能量量化器405可產生索引集來最小化每一級中的每個子矢量候選的MSE或WMSE，并且從子矢量候選中選擇在所有級中具有MSE或WMSE的最小和的子矢量候選。在這種情況下，計算的量很小。

第二，能量量化器405可產生索引集來最小化每一級中的每個子矢量候選的MSE或WMSE，通過反量化重構能量矢量，選擇子矢量候選來最小化重構能量矢量和原始能量矢量之間的MSE或WMSE。在這種情況下，由于能量矢量的重構，計算量增加，但是由于使用實際量化值計算MSE，因此性能更好。

圖9是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的對能量進行量化的處理的示圖。

參照圖9，能量矢量表示14個維度。在第一級，能量量化器405通過選擇能量矢量的偶數(shù)子矢量來選擇與維度7相應的子矢量。在第一級，能量量化器405使用劃分為二的第二級矢量量化來提高性能。

能量量化器405在第二級通過使用第一級的誤差信號來執(zhí)行量化。能量量化器405通過對選擇的子矢量進行反量化來計算插值誤差，并且通過劃分為二的第三級矢量量化來對插值誤差進行量化。

圖10是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的產生人工信號的處理的示圖。

參照圖10，人工信號產生器601可從整個頻帶的f_L到6.4KHz復制與低頻頻帶相應的頻譜1001。復制的頻譜1001被轉移到從6.4到12.8-f_L KHz的頻帶?？赏ㄟ^折疊與從6.4到12.8-f_L KHz的頻帶相應的頻譜來產生與從

12.8-f_L到16KHz的頻帶相應的頻譜。換句話說，從6.4KHz到16KHz產生與作為高頻頻帶的SWB區(qū)域相應的人工信號。

如果執(zhí)行MDCT來產生頻譜，則在f_L和6.4kHz之間存在相關性。詳細地，當與6.4kHz相應的MDCT頻率索引是偶數(shù)時，f_L的頻率索引也是偶數(shù)。相反，如果與6.4kHz相應的MDCT頻率索引是奇數(shù)，則f_L的頻率索引也是奇數(shù)。

例如，當MDCT被應用來從原始輸入信號提取640個頻譜時，與6.4kHz相應的索引是第256(即,6400/16000*640)個索引，這是偶數(shù)。在這種情況下，f_L也被選為偶數(shù)。換句話說，2(50Hz)or 4(100Hz)可被用于f_L。在解碼處理期間也可使用這個處理。

圖11A和圖11B分別示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的用于估計包絡的窗口1101和1102。

參照圖11A和圖11B，在窗口1101和1102中的每一個上的峰值點表示用于估計當前包絡的頻率索引?？赏ㄟ^以下等式估計基信號的當前包絡：

Env(n):包絡，w(k):窗口，S(k):頻譜，n：頻率索引，

2d+1：窗口長度

參照圖11A和圖11B，窗口1101和1102可被固定地使用，并且在這種情況下，不需要發(fā)送額外比特。如果窗口1101或1102被選擇性地使用，則指示窗口1101或1102是否被用于估計包絡的信息需要用比特表示，并且被額外地發(fā)送到解碼設備102。比特可針對每個頻帶被發(fā)送或在一幀中被一次發(fā)送。

與當使用窗口1101時相比，當使用窗口1102時，權重被進一步添加到與當前頻率索引相應的頻譜來估計包絡。因此，使用窗口1102產生的基信號比使用窗口1101產生的基信號更平坦?？赏ㄟ^將由窗口1101和窗口1102產生的基信號中的每一個與輸入信號的頻譜進行比較來從窗口1101和窗口1102中選擇窗口的類型。否則，可通過高頻頻帶的音調的比較來從窗口1101和窗口1102中選擇具有更接近高頻頻帶的音調的音調的窗口。否則，可通過相關性的比較來從窗口1101和1102中選擇與高頻頻帶具有更高相關性的窗口。

圖12A是根據(jù)本發(fā)明的實施例的解碼設備102的框圖。

由圖12A的解碼設備102執(zhí)行的解碼處理是由圖2A的編碼設備101執(zhí)行的處理的逆處理。參照圖12A，解碼設備102可包括：核心解碼器1201、上采樣器1202、頻率變換器1203、擴展解碼器1204和頻率反變換器1205。

核心解碼器2101可對包含在比特流中的核心編碼的輸入信號執(zhí)行核心解碼。通過核心解碼，可提取具有12.8KHz的采樣率的信號。

上采樣器1202可對核心解碼的輸入信號進行上采樣。通過上采樣，可提取具有32KHz的采樣率的信號。

頻率變換器1203可對上采樣的輸入信號執(zhí)行頻率變換。在這種情況下，可使用在編碼設備101中使用的相同頻率變換。例如，可使用MDCT。

擴展解碼器1204可通過使用頻帶中的輸入信號和包含在比特流中的輸入信號的能量來執(zhí)行帶寬擴展解碼。下面將參照圖9詳細描述擴展解碼器1204的操作。

頻率反變換器1205可對執(zhí)行帶寬擴展解碼的結果執(zhí)行頻率反變換。換句話說，頻率反變換可以是由頻率變換器1203執(zhí)行的頻率變換的逆操作。例如，頻率反變換可以是修正離散余弦反變換(IMDCT)。

圖12B是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼設備102的框圖。

由圖12B的解碼設備102執(zhí)行的解碼處理是圖12A的處理的逆處理。參照圖12B，解碼設備102可包括模式信息檢查單元1206、CELP解碼器1207、TD擴展解碼器120、FD解碼器1209和頻率反變換器1210。

模式信息檢查單元1206檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息。比特流可以是發(fā)送到解碼設備102的與根據(jù)由編碼設備101執(zhí)行的編碼的結果的比特流相應的信號。

例如，模式信息檢查單元1206從比特流解析模式信息，并且根據(jù)依據(jù)解析的結果的當前幀的編碼模式，執(zhí)行到CELP解碼模式或FD解碼模式中的一個的切換操作。

更具體地，模式信息檢查單元1206可針對包括在比特流中的每一幀，按照根據(jù)CELP模式編碼的幀可被CELP解碼，根據(jù)FD模式編碼的幀可被FD解碼的方式進行切換。

CELP解碼器1207基于檢查的結果對根據(jù)CELP模式編碼的幀執(zhí)行CELP解碼。例如，CELP解碼器1207對包括在比特流中的LPC進行解碼，對自適應碼本貢獻和固定碼本貢獻進行解碼，組合解碼的結果，并產生與低頻頻帶的解碼的信號相應的低頻信號。

TD擴展解碼器1208通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號。在這種情況下，低頻信號的激勵信號可被包括在比特流中。另外，TD擴展解碼器1208可使用包括在比特流中的關于高頻信號的LPC信息來產生與高頻頻帶的解碼的信號相應的高頻信號。

另外，根據(jù)當前實施例，TD擴展解碼器1208可通過將高頻信號和CELP解碼器1207產生的低頻信號進行組合來產生解碼的信號。為了產生解碼的信號，TD擴展解碼器1208可還將低頻信號和高頻信號的采樣率轉換為相同。

FD解碼器1209對FD編碼的幀執(zhí)行FD解碼。FD解碼器1209可通過對比特流進行解碼來產生頻譜。另外，根據(jù)當前實施例，F(xiàn)D解碼器1209可基于包括在比特流中的先前幀的模式信息對比特流執(zhí)行解碼。換句話說，如下面將參照圖25所詳細描述的，F(xiàn)D解碼器1209可基于包括在比特流中的先前幀的模式信息來對FD編碼的幀執(zhí)行FD解碼。下面將參照圖12C詳細描述FD解碼器1209。

頻率反變換器1210對執(zhí)行FD解碼的結果執(zhí)行頻率反變換。頻率反變換器1210通過對FD解碼的頻譜執(zhí)行頻率反變換來產生解碼的信號。例如，頻率反變換器1210可執(zhí)行反MDCT，但是本發(fā)明不限于此。

因此，解碼設備102可基于比特流的每個幀的編碼模式對比特流執(zhí)行解碼。

圖12C是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在解碼設備102中FD解碼器1209的框圖。

圖12C的FD解碼器1209執(zhí)行的解碼處理是圖12B的處理的逆處理。參照圖12C，F(xiàn)D解碼器1209可包括標準化解碼器12091、FPC解碼器12092、噪聲填充執(zhí)行單元12093和FD擴展解碼器12094。FD擴展解碼器12094可包括FD低頻擴展解碼器12095和FD高頻擴展解碼器12096。

標準化解碼器12091基于比特流的標準化信息來執(zhí)行標準化解碼。標準化信息可以是根據(jù)由圖2C的標準化編碼器2091編碼的結果的信息。

FPC解碼器12092基于比特流的FPC信息執(zhí)行FPC解碼。FPC信息可以是根據(jù)由圖2C的階乘脈沖編碼器209編碼的結果的信息。

例如，與圖2C的階乘脈沖編碼器2092執(zhí)行的編碼相似，F(xiàn)PC解碼器12092通過分配在每個頻帶中可用的比特的數(shù)量來執(zhí)行FPC解碼。

噪聲填充執(zhí)行單元12093對執(zhí)行FPC解碼的結果執(zhí)行噪聲填充。例如，噪聲填充執(zhí)行單元12093對被執(zhí)行FPC解碼的頻帶添加噪聲。在這種情況下，如下面將參照圖27所描述的，噪聲填充執(zhí)行單元12093添加噪聲直到被執(zhí)行FPC解碼的頻帶的最后頻帶。

FD擴展解碼器12094可包括FD低頻擴展解碼器12095和FD高頻擴展解碼器12096。

如果執(zhí)行FPC解碼的頻帶的上頻帶值Ffpc小于執(zhí)行FPC編碼的頻帶的上頻帶值Fcore，則FD低頻擴展解碼器12095對執(zhí)行FPC解碼的結果和執(zhí)行噪聲填充的結果執(zhí)行擴展解碼。

因此，F(xiàn)D低頻擴展解碼器12095通過使用由FPC解碼和噪聲填充產生的頻譜來產生直到執(zhí)行FPC編碼的頻帶的上頻帶值Fcore的頻譜。

如上所述，可通過將FD低頻擴展解碼器12095產生的頻譜與標準化解碼器12091解碼的標準化值相乘來產生解碼的低頻頻譜。

然而，當FD低頻擴展解碼器12095不進行操作時，可通過將執(zhí)行FPC解碼和執(zhí)行噪聲填充產生的頻譜與標準化解碼器12091解碼的標準化值相乘來產生解碼的低頻頻譜。

FD高頻擴展解碼器12096通過使用執(zhí)行FPC解碼和執(zhí)行噪聲填充的結果來執(zhí)行高頻擴展解碼。在當前實施例中，F(xiàn)D高頻擴展解碼器12096操作與圖2C的FD擴展編碼器2094相應。

例如，F(xiàn)D高頻擴展解碼器12096可基于比特流的高頻能量信息對高頻能量進行反量化，根據(jù)各種高頻帶寬擴展模式通過使用低頻信號來產生高頻信號的激勵信號，并且根據(jù)應用增益使得激勵信號的能量可與反量化的能量對稱來產生解碼的高頻信號。例如，所述各種高頻帶寬擴展模式可包括標準模式、諧波模式或噪聲模式。

在這種情況下，如下面將參照圖26所詳細描述的，F(xiàn)D高頻擴展解碼器12096可通過針對不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量的反量化。

如果將被解碼的幀是靜止幀，則包括在FD解碼器1209中的標準化解碼器12091、FPC解碼器12092、噪聲填充執(zhí)行單元12093和FD擴展解碼器12094可進行操作。

然而，如果將被解碼的幀是瞬態(tài)幀，則FD擴展解碼器12094可不操作。

圖12D是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼設備102的框圖。

圖12D的解碼設備102執(zhí)行的解碼處理是圖2D的處理的逆處理。參照圖12D，解碼設備102可包括模式信息檢查單元1211、LPC解碼器1212、CELP解碼器1213、TD擴展解碼器1214、音頻解碼器1215和FD擴展解碼器1216。

模式信息檢查單元1211檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息。比特流可以是發(fā)送到解碼設備102的與根據(jù)由編碼設備101執(zhí)行編碼的結果的比特流相應的信號。

例如，模式信息檢查單元1211從比特流解析模式信息，并且根據(jù)依據(jù)解析的結果的當前幀的編碼模式，執(zhí)行到CELP解碼模式或FD解碼模式中的一個的切換操作。

更具體地，模式信息檢查單元1211可針對包括在比特流中的每一幀，按照根據(jù)CELP模式編碼的幀可被CELP解碼并且根據(jù)FD模式編碼的幀可被FD解碼的方式進行切換。

LPC解碼器1212對包括在比特流中的幀執(zhí)行LPC解碼。

CELP解碼器1213基于檢查的結果對根據(jù)CELP模式編碼的幀執(zhí)行CELP解碼。例如，CELP解碼器1213對自適應碼本貢獻和固定碼本貢獻進行解碼，組合解碼的結果，并產生與低頻頻帶的解碼的信號相應的低頻信號。

TD擴展解碼器1214通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號。低頻信號的激勵信號可被包括在比特流中。另外，TD擴展解碼器1208可使用由LPC解碼器1212解碼的LPC信息來產生與高頻頻帶的解碼的信號相應的高頻信號。

另外，根據(jù)當前實施例，TD擴展解碼器1214可通過將高頻信號和CELP解碼器1214產生的低頻信號進行組合來產生解碼的信號。為了產生解碼的信號，TD擴展解碼器1214可還對低頻信號和高頻信號的采樣率執(zhí)行轉換操作，以使它們相同。

音頻解碼器1215基于檢查的結果對音頻編碼的幀執(zhí)行音頻解碼。例如，音頻解碼器1215參照比特流，并且當存在時域貢獻時，基于時域貢獻值和頻域貢獻執(zhí)行解碼，或者當時域貢獻不存在時，基于頻域貢獻執(zhí)行解碼。

另外，音頻解碼器1215可通過對根據(jù)FPC或LVQ量化的信號執(zhí)行頻率反變換(例如，IDCT)來產生解碼的低頻激勵信號，并且通過組合激勵信號和反量化的LPC來產生解碼的低頻信號。

FD解碼器1216通過使用執(zhí)行音頻解碼的結果來執(zhí)行擴展解碼。例如，F(xiàn)D解碼器1216將解碼的低頻信號轉換為適合于執(zhí)行高頻擴展解碼的采樣率，并且對轉換的信號執(zhí)行頻率變換(例如，MDCT)。FD擴展解碼器1216可對量化的高頻能量進行反量化，根據(jù)各種高頻帶寬擴展模式通過使用低頻信號來產生高頻信號的激勵信號，并且根據(jù)按照激勵信號的能量可與反量化的能量對稱的方式應用增益來產生解碼的高頻信號。例如，所述各種高頻帶寬擴展模式可包括標準模式、諧波模式、瞬態(tài)模式或噪聲模式。

另外，F(xiàn)D擴展解碼器1216通過對解碼的高頻信號和低頻信號執(zhí)行頻率反變換(例如，反MDCT)來產生解碼的信號。

另外，如果瞬態(tài)模式被用于高頻帶寬擴展，則FD擴展解碼器1216可應用在時域計算的增益，使得在執(zhí)行頻率反變換之后解碼的信號可與解碼的時域包絡匹配，并且組合應用了增益的信號。

因此，解碼設備102可基于包括在比特流中的每一幀的編碼模式對比特流執(zhí)行解碼。

圖13是根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在解碼設備102中的擴展解碼器1304的框圖。

參照圖13，擴展解碼器1204可包括反量化器1301、增益計算器1302、增益應用單元1303、人工信號產生器1304、包絡估計器1305和包絡應用單元1306。

反量化器1301可對輸入信號的能量進行反量化。下面將參照圖14詳細描述對輸入信號的能量進行反量化的處理。

增益計算器1302可基于反量化的能量和基信號的能量來計算將應用到基信號的增益。詳細地，可通過反量化的能量和基信號的能量之間的比率來確定增益。一般而言，通過使用頻譜的振幅的平方和來確定能量。因此，反量化的能量和基信號的能量之間的比率的平方根可被使用。

增益應用單元1303可應用用于每個頻帶的增益來確定SWB的頻譜。

例如，如上所述，可通過使用用于發(fā)送能量的頻帶對頻帶進行均衡來執(zhí)行增益計算和增益應用。根據(jù)本發(fā)明的另一實施例，可通過將整個頻帶劃分為子頻帶來執(zhí)行增益計算和增益應用，以防止能量的劇烈變化。在這種情況下，可通過對相鄰頻帶的反量化的能量進行插值來平滑處于頻帶的邊界的能量。例如，可通過以下步驟執(zhí)行增益計算和增益應用：將每個頻帶劃分為三個子頻帶，將當前頻帶的反量化的能量分配到每個頻帶的三個子頻帶中的中間子頻帶，并使用分配到先前頻帶或隨后頻帶的中間頻帶的能量和通過插值新近平滑的能量。也就是說，可以以子頻帶為單位計算和應用增益。

這樣的能量平滑方法可被應用為固定類型。另外，通過從擴展編碼器204發(fā)送指示需要能量平滑的信息，能量平滑方法可僅被應用到需要的幀。在這種情況下，指示需要能量平滑的信息可被設置，使得當執(zhí)行能量平滑時的整個能量中的量化誤差比當不執(zhí)行能量平滑時的整個能量中的量化誤差低。

可通過使用頻域中的輸入信號來產生基信號。可如下面的描述執(zhí)行產生基信號的處理。

人工信號產生器1304可通過復制和折疊頻域中的輸入信號的低頻頻帶來產生與高頻頻帶相應的人工信號。頻域中的輸入信號可以是具有32KHz的采樣率的解碼的寬帶(WB)信號。

包絡估計器1305可通過使用包括在比特流中的窗口來估計基信號的包絡。所述窗口可被編碼設備101使用以估計包絡，關于窗口的類型的信息可作為比特類型被包括在比特流，并且被發(fā)送到解碼設備102。

包絡應用單元1306可通過對人工信號應用估計的包絡來產生基信號。

當包括在編碼設備101中的包絡估計器602將每個白化頻帶的頻率幅度的平均值估計為屬于所述白化頻帶的頻率的包絡時，如果指示屬于白化頻帶的頻譜的數(shù)量是大還是小的信息被發(fā)送到解碼設備102，則解碼設備102的包絡估計器1305可基于發(fā)送的方法估計包絡。隨后，包絡應用單元1306可對人工信號應用估計的包絡。否則，在不必不得不發(fā)送所述信息的情況下，可根據(jù)寬帶(WB)核心解碼器使用的核心編碼模式來確定包絡。

核心解碼器1201可通過基于信號的特征將信號的編碼模式分類為有聲編碼模式、無聲編碼模式、瞬態(tài)編碼模式和一般編碼模式以對信號進行解碼。在這種情況下，包絡估計器602可基于根據(jù)輸入信號的特征的解碼模式來控制屬于白化頻帶的頻譜的數(shù)量。例如，如果根據(jù)有聲解碼模式對輸入信號進行解碼，則包絡估計器1305可通過在白化頻帶中形成三個頻譜來估計包絡。如果輸入信號按照除了有聲解碼模式以外的解碼模式被解碼，則包絡估計器1305可通過在白化頻帶中形成三個頻譜來估計包絡。

圖14是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在擴展解碼器1304中的反量化器1301的操作的流程圖。

在操作S1401，反量化器1301可基于從編碼設備101接收到的索引對能量矢量的選擇的子矢量進行反量化。

在操作S1402，反量化器1301可基于接收到的索引對與未被選擇的其余子矢量相應的插值誤差進行反量化。

在操作S1403，反量化器1301可通過對反量化的子矢量進行插值來計算其余的子矢量。隨后，反量化器1301可將反量化的插值誤差添加到其余的子矢量。另外，反量化器1301可通過后處理操作，通過添加在預處理操作期間被減去的平均值來計算反量化的能量。

圖15A是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼方法的流程圖。

在操作S1501，編碼設備101可對輸入信號進行下采樣。

在操作S1502，編碼設備101可對下采樣的輸入信號進行核心編碼。

在操作S1503，編碼設備101可對輸入信號執(zhí)行頻率變換。

在操作S1504，編碼設備101可對頻域中的輸入信號執(zhí)行帶寬擴展編碼。例如，編碼設備101可通過使用通過核心編碼確定的編碼信息來執(zhí)行帶寬擴展編碼。在這種情況下，當執(zhí)行核心編碼時，編碼信息可包括根據(jù)輸入信號的特征被分類的編碼模式。

例如，編碼設備101可如下面的描述來執(zhí)行帶寬擴展編碼。

編碼設備101可通過使用頻域中的輸入信號的頻譜來產生頻域中的輸入信號的基信號。作為另一示例，編碼設備101可基于輸入信號的頻譜和特征來產生頻域中的輸入信號的基信號。在這種情況下，可通過核心編碼或通過額外的信號分類來得到輸入信號的特征。編碼設備101可通過使用所述基信號來估計能量控制因子。編碼設備101可從頻域中的輸入信號提取能量。隨后，編碼設備101可通過使用能量控制因子來控制提取的能量。編碼設備101可對控制的能量進行量化。

可如下面的描述產生基信號。

編碼設備101可通過復制和折疊頻域中的輸入信號的低頻頻帶來產生與高頻頻帶相應的人工信號。隨后，編碼設備101可使用窗口來估計基信號的包絡。在這種情況下，編碼設備101可通過音調或相關性比較來選擇窗口，以估計基信號的包絡。例如，編碼設備101可將每個白化頻帶的頻率幅度的平均值估計為屬于每個白化頻帶的頻率的包絡。詳細地，編碼設備101可根據(jù)核心編碼模式，通過控制輸入白化頻帶的頻譜的數(shù)量來估計基信號的包絡。

隨后，編碼設備101可對人工信號應用估計的包絡，從而產生基信號。

可如下面的描述估計能量控制因子。

編碼設備101可計算頻域中的輸入信號的高頻頻帶的音調。編碼設備101可計算基信號的音調。隨后，編碼設備101可通過使用輸入信號的高頻頻帶的音調和基信號的音調來計算能量控制因子。

可如下面的描述執(zhí)行控制的能量的量化。

編碼設備101可選擇子矢量并對子矢量進行量化，通過使用插值誤差對其余子矢量進行量化。在這種情況下，編碼設備101可以以相同的時間間隔選擇子矢量。

例如，編碼設備101可通過選擇子矢量候選使用至少兩個級來執(zhí)行MSVQ。在這種情況下，編碼設備101可產生索引集來最小化每一級中的每個子矢量候選的MSE或WMSE，并且從子矢量候選中選擇在所有級中具有MSE或WMSE的最小和的子矢量候選。否則，編碼設備101可產生索引集來最小化每一級中的每個子矢量候選的MSE或WMSE，通過反量化重構能量矢量，并且選擇子矢量候選來滿足重構的能量矢量和原始能量矢量之間的MSE或WMSE。

圖15B是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼方法的流程圖。圖15B的編碼方法可包括由圖2A到圖2C中的一個的編碼設備101順序執(zhí)行的操作。因此，雖然這里未描述，但上面參照圖2A到圖2C的編碼設備101的描述也可被應用于圖15B的編碼方法。

在操作S1505，信號分類單元205基于輸入信號的特征來確定輸入信號的編碼模式。

在操作S1506，如果輸入信號的編碼模式被確定為CELP模式，則CELP編碼器206對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼。

在操作S1507，如果對輸入信號的低頻信號執(zhí)行CELP編碼，則TD擴展編碼器207對輸入信號的高頻信號執(zhí)行TD擴展編碼。

在操作S1508，如果輸入信號的編碼模式被確定為FD模式，則頻率變換器208對輸入信號執(zhí)行頻率變換。

在操作S1509，F(xiàn)D編碼器209對頻率變換的輸入信號執(zhí)行FD編碼。

圖15C示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼方法的流程圖。圖15C的編碼方法可包括由圖2A到圖2C中的一個的編碼設備101順序執(zhí)行的操作。因此，雖然這里未描述，但上面參照圖2A到圖2C的編碼設備101的描述也可被應用于圖15C的編碼方法。

在操作S1510，信號分類單元210基于輸入信號的特征來確定輸入信號的編碼模式。

在操作S1511，LPC編碼器211從輸入信號的低頻信號提取LPC，并且對LPC進行量化。

在操作S1512，如果輸入信號的編碼模式被確定為CELP模式，則CELP編碼器212對使用LPC提取的LPC激勵信號執(zhí)行CELP編碼。

在操作S1513，如果對輸入信號的低頻信號的LPC激勵信號執(zhí)行CELP編碼，則TD擴展編碼器213對輸入信號的高頻信號執(zhí)行TD擴展編碼。

在操作S1514，如果輸入信號的編碼模式被確定為FD模式，則音頻編碼器214對使用LPC提取的LPC激勵信號執(zhí)行音頻編碼。

在操作S1515，如果對輸入信號的低頻信號的LPC激勵信號執(zhí)行FD編碼，則FD擴展編碼器215對輸入信號的高頻信號執(zhí)行FD擴展編碼。

圖16是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的解碼方法的流程圖。

在操作S1601，解碼設備102可對包括在比特流中的核心編碼的輸入信號執(zhí)行核心解碼。

在操作S1602，解碼設備102可對核心解碼的輸入信號進行上采樣。

在操作S1603，解碼設備102可對上采樣的輸入信號執(zhí)行頻率變換。

在操作S1604，解碼設備102可通過使用頻域中的輸入信號和關于包括在比特流中的輸入信號的能量的信息來執(zhí)行帶寬擴展解碼。

更具體地，可如下面的描述執(zhí)行帶寬擴展。

解碼設備102可對輸入信號的能量進行反量化。在這種情況下，解碼設備101可選擇子矢量，并且對子矢量進行反量化，對反量化的子矢量進行插值，對插值的子矢量添加插值誤差，從而對能量進行反量化。

另外，解碼設備102可產生頻域中的輸入信號的基信號。隨后，解碼設備102可通過使用反量化的能量和基信號的能量來計算將被應用于基信號的增益。之后，解碼設備102可為每個頻帶應用所述增益。

可如下面的描述產生基信號。

解碼設備102可通過復制和折疊頻域中的輸入信號的低頻頻帶來產生與輸入信號的高頻頻帶相應的人工信號。隨后，解碼設備102可通過使用包括在比特流中的窗口信息來估計基信號的包絡。在這種情況下，如果窗口信息被設置為相同，則沒有窗口信息被包括在比特流中。之后，解碼設備102可對人工信號應用估計的包絡。

圖16B是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼方法的流程圖。圖16B的解碼方法可包括由圖12A到12C中的一個的解碼設備102順序執(zhí)行的操作。因此，雖然這里未描述，但是上面參照圖12A到圖12C的解碼設備102的描述也可被應用于圖16B的解碼方法。

在操作S1606，模式信息檢查單元1206檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息。

在操作S1607，CELP解碼器1207基于檢查的結果對CELP編碼的幀執(zhí)行CELP解碼。

在操作S1608，TD擴展解碼器1208通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號。

在操作S1609，F(xiàn)D解碼器1209基于檢查的結果對FD編碼的幀執(zhí)行FD解碼。

頻率反變換器1210對執(zhí)行FD解碼的結果執(zhí)行頻率反變換。

圖16C是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的解碼方法的流程圖。圖16C的解碼方法可包括由圖12A到12C中的一個的解碼設備102順序執(zhí)行的操作。因此，雖然這里未描述，但是上面參照圖12A到圖12C的解碼設備102的描述也可被應用于圖16C的解碼方法。

在操作S1611，模式信息檢查單元1211檢查包括在比特流中的每一幀的模式信息。

在操作S1612，LPC解碼器1212對包括在比特流中的幀執(zhí)行LPC解碼。

在操作S1613，CELP解碼器1213基于檢查的結果對CELP編碼的幀執(zhí)行CELP解碼。

在操作S1614，TD擴展解碼器1214通過使用執(zhí)行CELP解碼的結果和低頻信號的激勵信號中的至少一個來產生高頻頻帶的解碼的信號。

在操作S1615，音頻解碼器1215基于檢查的結果對音頻編碼的幀執(zhí)行音頻解碼。

在操作S1616，F(xiàn)D擴展解碼器1216通過使用執(zhí)行音頻解碼的結果來執(zhí)行FD擴展解碼。

關于參照圖15到圖16未描述的關于編碼和解碼方法的其它事項，應該參考參照圖1到圖14的描述。

圖17是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備1702的整體結構的框圖。

參照圖17，編碼設備100可包括編碼模式選擇器1701和擴展編碼器1702。

編碼模式選擇器1701可通過使用頻域中的輸入信號和時域中的輸入信號來確定帶寬擴展編碼的編碼模式。

更具體地，編碼模式選擇器1701可通過使用頻域中的輸入信號和時域中的輸入信號來對頻域中的輸入信號進行分類，并且基于分類的結果，根據(jù)編碼模式來確定帶寬擴展編碼的編碼模式和頻帶的數(shù)量。這里，編碼模式可被設置為與當執(zhí)行核心編碼時確定的編碼模式不同的的編碼模式的新的集合，用于提高擴展編碼器1702的性能。

例如，編碼模式可被分類為標準模式、諧波模式、瞬態(tài)模式和噪聲模式。首先，編碼模式選擇器1701基于時域中的輸入信號的長期能量和當前幀的高頻頻帶的能量之間的比率來確定當前幀是否為瞬態(tài)幀。瞬態(tài)信號的部分是在時域中發(fā)生能量的劇烈改變的部分，并且因此可以是高頻頻帶的能量劇烈改變的部分。

現(xiàn)在將描述確定其它三種編碼模式的處理。首先，獲得先前幀和當前幀的整體能量，整體能量和頻域中的信號之間的比率被劃分為預定頻帶，隨后基于每個頻帶的平均能量和峰值能量來確定所述三種編碼模式。一般而言，在諧波模式中，頻域中的信號的峰值能量和平均能量之間的差是最大的。在噪聲模式中，信號的能量的改變程度整體小。除了所述兩種信號以外的其它信號的編碼模式被確定為標準模式。

根據(jù)本發(fā)明的實施例，頻帶的數(shù)量在標準模式和諧波模式中可被確定為十六，在瞬態(tài)模式中可被確定為五，在標準模式中可被確定為十二。

擴展編碼器1702可通過使用頻域中的輸入信號和時域中的輸入信號來選擇帶寬擴展編碼的編碼模式。參照圖17，擴展編碼器1702可包括基信號產生器1703、因子估計器1704、能量提取器1705、能量控制器1706和能量量化器1707?；盘柈a生器1703和因子估計器1704是如上面參照圖5所描述的。

能量提取器1705可根據(jù)依據(jù)編碼模式確定的頻帶的數(shù)量來提取與每個頻帶相應的能量?？筛鶕?jù)編碼模式確定使用或不使用基信號產生器1703、因子估計器1704和能量控制器1706。例如，這些元件可在標準模式和諧波模式中被使用，但是在瞬態(tài)模式和噪聲模式中可不被使用?；盘柈a生器1703、因子估計器1704和能量控制器1706是如上面參照圖5所描述的?？捎赡芰苛炕?707對被執(zhí)行能量控制的頻帶的能量進行量化。

圖18是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的能量量化器1707的操作的流程圖。

能量量化器1707可根據(jù)編碼模式對從輸入信號中提取的能量進行量化。在這種情況下，能量量化器1707可根據(jù)編碼模式，基于頻帶能量的數(shù)量和輸入信號的感知特征對將針對輸入信號優(yōu)化的頻帶的能量進行量化。

例如，如果編碼模式是瞬態(tài)模式，則能量量化器1707可針對五個頻帶能量，基于輸入信號的感知特征通過使用頻率加權方法對頻帶能量進行量化。如果編碼模式是標準模式或諧波模式，則能量量化器1707可針對十六個頻帶能量，基于輸入信號的感知特征通過使用非均勻比特分配方法對頻帶能量進行量化。如果輸入信號的特征不明確，則能量量化器1707可根據(jù)一般方法而不是考慮輸入信號的感知特征來執(zhí)行量化。

圖19是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的通過使用非均勻比特分配方法對能量進行量化的處理的示圖。

在非均勻比特分配方法中，考慮作為擴展編碼的目標的輸入信號的感知特征。因此，感知高重要性的相對低頻頻帶可因此根據(jù)非均勻比特分配方法被更精確地量化。為了這個目的，與分配到其它頻帶的比特的數(shù)量相比，能量量化器1707可通過將相同數(shù)量的比特或更多數(shù)量的比特分配到相對低頻頻帶來對感知重要性進行分類。

例如，能量量化器1707將較大量的比特分配到分配有編號“0”到“5”的相對低頻頻帶。分配到分配有編號“0”到“5”的相對低頻頻帶的比特的數(shù)量可以是相同的。頻帶越高，能量量化器1707分配到所述頻帶的比特的數(shù)量越小。因此，可如圖19中所示根據(jù)如上所述的比特分配對分配有編號“0”到“13”的頻帶進行量化?？扇鐖D20中所示對分配有編號“14”和“15”的其它頻帶進行量化。

圖20是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的使用幀內預測的矢量量化的示圖。

能量量化器1707預測具有至少兩個元素的量化目標矢量的代表值，并且可隨后對量化目標矢量的每個元素和預測的代表值之間的誤差信號執(zhí)行矢量量化。

圖20示出這樣的幀內預測方法。預測量化目標矢量的代表值并且獲得誤差信號的方法如下：

p＝0.4*QEnv(12)+0.6*QEnv(13)

e(14)＝Env(14)-p

e(15)＝Env(15)-p...(8)

其中，“Env(n)”表示未被量化的頻帶能量，“QEnv(n)”表示被量化的頻帶能量，“p”表示量化目標矢量的預測的代表值，“e(n)”表示誤差能量。在等式(8)中，“e(14)”和“e(15)”是量化的矢量。

圖21是示出根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的通過使用頻率加權方法對能量進行量化的處理的示圖。

在頻率加權方法中，如在非均勻比特分配方法中，通過考慮作為擴展編碼的目標的輸入信號的感知特征，感知高重要性的相對低頻頻帶可因而被更精確地量化。為了這個目的，與分配到其它頻帶的權重相比，通過將相同的權重或更高的權重分配到相對低頻頻帶來對感知重要性進行分類。

例如，參照圖21，能量量化器1707可通過將較高權重(例如，1.0)分配到分配有編號“0”到“3”的相對低頻頻帶，并且將較低權重(例如，0.7)分配到分配有編號“15”的頻帶來執(zhí)行量化。為了使用分配的權重，能量量化器1707可通過使用WMSE來計算最優(yōu)索引。

圖22是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的多級劃分的矢量量化和通過使用幀內預測的矢量量化的示圖。

如圖22中所示，能量量化器1707可按照頻帶能量的數(shù)量是十六的標準模式執(zhí)行矢量量化。這里，能量量化器1707可通過使用非均勻比特分配方法、幀內預測和具有能量插值的多級劃分VQ來執(zhí)行矢量量化。

圖23是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的包括在解碼設備102中的反量化器1301的操作的示圖。

圖23的反量化器1301的操作可以是圖18的能量量化器1710的操作的逆操作。當如參照圖17所描述的，編碼模式被用于執(zhí)行擴展編碼時，反量化器1301可對編碼模式的信息進行解碼。

首先，反量化器1301通過使用接收到的索引對編碼模式的信息進行解碼。隨后，反量化器1301根據(jù)編碼模式的解碼的信息執(zhí)行反量化。參照圖23，根據(jù)編碼模式，作為反量化的目標的塊按照執(zhí)行量化的相反順序被反量化。

根據(jù)具有能量插值的多級劃分VQ被量化的部分可如圖14中所示被反量化。反量化器1301可通過使用下面的等式執(zhí)行使用幀內預測的反量化：

p＝0.4*QEnv(12)+0.6*QEnv(13)

其中，“Env(n)”表示未被量化的頻帶能量，“QEnv(n)”表示被量化的頻帶能量。另外，“p”表示量化目標矢量的代表值，“e^(n)”表示量化的誤差能量。

圖24是根據(jù)本發(fā)明的另一實施例的編碼設備101的框圖。

除了擴展編碼器2402不從核心編碼器2404接收任何信息，并且可直接接收時域中的輸入信號以外，在圖24中示出的編碼設備101的元件的基本操作與在圖2A中示出的編碼設備101的元件的基本操作相同。

圖25是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的比特流的示圖。

參照圖25，比特流251、比特流252和比特流253分別與第N幀、第(N+1)幀和第(N+2)幀相應。

參照圖25，比特流251、比特流253和比特流253包括報頭254和有效載荷255。

報頭254可包括模式信息2511、2521和2531。模式信息2511、2521和2531分別是第N幀、第(N+1)幀和第(N+2)幀的編碼模式信息。例如，模式信息2511表示用對第N幀進行編碼的編碼模式，模式信息2521表示用于對第(N+1)幀進行編碼的編碼模式，模式信息2531表示用于對第(N+2)幀進行編碼的編碼模式。例如，編碼模式可包括CELP模式、FD模式和音頻編碼模式中的至少一個，但是本發(fā)明不限于此。

有效載荷255包括關于根據(jù)這些幀的編碼模式的核心數(shù)據(jù)的信息。

例如，在按照CELP模式對第N幀進行編碼的情況下，有效載荷255可包括CELP信息2512和TD擴展信息2513。

在按照FD模式編碼的第(N+1)幀的情況下，有效載荷255可包括FD信息2523。在按照FD模式編碼的第(N+2)幀的情況下，有效載荷255可包括FD信息2532。

與第(N+1)幀相應的比特流252的有效載荷255可還包括預測數(shù)據(jù)2522。換句話說，鄰近幀之間的編碼模式從CELP模式切換為FD模式，根據(jù)執(zhí)行根據(jù)FD模式進行編碼的結果的比特流252可包括預測數(shù)據(jù)2522。

更具體地說，如圖2B中所示，當能夠在CELP模式和FD模式之間切換的編碼設備101根據(jù)FD模式執(zhí)行編碼時，包括重疊幀的頻率變換(例如，MDCT)被使用。

因此，如果分別根據(jù)CELP模式和FD模式對輸入信號的第N幀和第(N+1)幀進行編碼，則第(N+1)幀不能通過僅使用根據(jù)FD模式進行編碼的結果被解碼。為此，如果鄰近幀之間的編碼模式從CELP模式切換到FD模式，則根據(jù)執(zhí)行根據(jù)FD模式進行編碼的結果的比特流252可因此包括代表與預測相應的信息的預測數(shù)據(jù)2522。

因此，解碼側可基于包括在比特流252中的預測數(shù)據(jù)2522，通過使用當前幀(例如，第(N+1)幀)的解碼的時域信息和對先前幀(例如，第N幀)進行解碼的結果，通過預測對根據(jù)FD模式編碼的比特流252進行解碼。例如，所述時域信息可以是時域混疊(time-domain aliasing)，但是本發(fā)明不限于此。

另外，與第(N+1)幀相應的比特流252的有效載荷255可還包括先前幀模式信息2524，與第(N+2)幀相應的比特流253的有效載荷255可還包括先前幀模式信息2533。

更具體地，根據(jù)FD模式編碼的比特流252和比特流253可還分別包括先前幀模式信息2524和2533。

例如，包括在與第(N+1)幀相應的比特流252中的先前幀模式信息2524可包括關于第N幀的模式信息2511的信息，包括在與第(N+2)幀相應的比特流253中的先前幀模式信息2533可包括關于第(N+1)幀的模式信息2524的信息。

因此，即使在多個幀中的一幀中發(fā)生錯誤，解碼側也可準確檢測模式瞬變。

圖26是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的為每個頻帶執(zhí)行頻率分配的方法的示圖。

如上所述，圖2C的FD擴展編碼器2094或圖2D的FD擴展編碼器215可通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量量化。因此，當與輸入信號相應的頻譜被劃分為預定數(shù)量的頻帶時，即使以不同的比特率，F(xiàn)D擴展編碼器2094或FD擴展編碼器215也可將相同的帶寬分配給每個頻帶。

現(xiàn)在將描述約6.4kHz到14.4kHz的頻帶以16kbps的比特率被劃分的情況261和約8kHz到16kHz的頻帶以等于或大于16kbps的比特率被劃分的情況262。在這些情況下，即使以不同的比特率，每個頻帶的帶寬也是相同的。

即，以16kbps的比特率和等于或大于16kbps的比特率，第一頻帶的帶寬263可以是0.4kHz，以16kbps的比特率和等于或大于16kbps的比特率，第二頻帶的帶寬264可以是0.6kHz。

如上所述，由于即使以不同的比特率，每個頻帶的帶寬也被設置為相同，所以根據(jù)當前實施例的FD擴展編碼器2094或FD擴展編碼器215可通過以不同的比特率共享相同的碼本來執(zhí)行能量量化。

因此，在在CELP模式和FD模式之間或在CELP模式和音頻編碼模式之間執(zhí)行切換的配置中，可執(zhí)行多模式帶寬擴展，并且執(zhí)行碼本共享來支持各種比特率，從而減少例如只讀存儲器(ROM)的大小，并且簡化實現(xiàn)。

圖27是示出根據(jù)本發(fā)明的實施例的在FD編碼器或FD解碼器中使用的頻帶271的示圖。

參照圖27，頻帶271可以是根據(jù)每個工具而可在例如圖2B的FD編碼器209和圖12B的FD解碼器1209中使用的頻帶的示例。

更具體地，F(xiàn)D編碼器209的階乘脈沖編碼器2902根據(jù)比特率限制用于執(zhí)行FPC編碼的頻帶。例如，用于執(zhí)行FPC編碼的頻帶Fcore根據(jù)比特率可以是6.4kHz、8kHz或9.6kHz，但是本發(fā)明不限于此。

可通過在由階乘脈沖編碼器2092限制的頻帶中執(zhí)行FPC來確定階乘脈沖編碼的頻帶Ffpc 272。在這種情況下，F(xiàn)D解碼器1209的噪聲填充執(zhí)行單元12093在脈沖階乘編碼的頻帶Ffpc 272中執(zhí)行噪聲填充。

在這種情況下，如果階乘脈沖編碼的頻帶Ffpc 272的上頻帶值小于用于執(zhí)行FPC的頻帶Fcore的上頻帶值，則FD解碼器1209的FD低頻擴展解碼器12095可執(zhí)行低頻擴展解碼。

參照圖27，F(xiàn)D低頻擴展解碼器12095可在不包括階乘脈沖編碼的頻帶Ffpc的，頻帶Fcore的其余頻帶273中執(zhí)行FD低頻擴展解碼。然而，如果頻帶Fcore與階乘脈沖編碼的頻帶Ffpc 272相同，則FD低頻擴展解碼可不被執(zhí)行。

FD解碼器1209的FD高頻擴展解碼器12096可根據(jù)比特率在頻帶Fcore的上頻帶值和頻帶Fend的上頻帶值之間的頻帶274中執(zhí)行FD高頻擴展解碼。例如，頻帶Fend的上頻帶值可以是14kHz、14.4kHz或16kHz，但是本發(fā)明不限于此。因此，通過使用根據(jù)本發(fā)明的實施例的編碼設備101和解碼設備102，可通過各種切換系統(tǒng)以不同的比特率有效地對語音和音樂進行編碼。另外，可通過共享碼本來執(zhí)行FD擴展編碼和FD擴展解碼。因此，即使當存在各種配置時，可以以較不復雜的方式來實現(xiàn)高質量音頻。另外，由于當執(zhí)行FD編碼時，關于先前幀的模式信息被包括在比特流中，因此即使當發(fā)生幀差錯時也可準確執(zhí)行解碼。因此，使用編碼設備101和解碼設備102，可以以低復雜度和低延遲來執(zhí)行編碼和解碼。

因此，根據(jù)3GPPP增強語音服務(EVS)的語音信號和音樂信號可被適當編碼和解碼。

根據(jù)本發(fā)明的各種實施例的上述方法可被實現(xiàn)為可由各種類型的計算機工具運行并且被記錄在計算機可讀記錄介質上的計算機程序。計算機可讀記錄介質可存儲程序命令、數(shù)據(jù)文件、數(shù)據(jù)結構或它們的組合。所述程序命令可根據(jù)本發(fā)明而被特別設計或構造，或者可以是在計算機軟件領域中公知的。

雖然已經參照本發(fā)明的示例性實施例具體示出和描述了本發(fā)明，但是本領域的普通技術人員將理解，在不脫離由權利要求限定的本發(fā)明的精神和范圍的情況下，可在其中進行形式和細節(jié)上的各種改變。