本發(fā)明主要涉及蓄電池的裝配技術(shù)。

背景技術(shù)：

隨著電池智能化管理系統(tǒng)的成熟，由鋰電池驅(qū)動并控制的電動單車逐漸獲得市場青睞，但鋰電驅(qū)動電動車或平衡車相對于步行速度較快，且由于制動響應時間短，帶來安全隱患。而制動的控制，需要對鋰電池的輸出和電機的位置狀態(tài)反饋進行快速響應匹配，才能實現(xiàn)優(yōu)化控制。但目前的控制方法大多采用的PID控制中誤差與微分信號處理存在紕漏和積分反饋對閉環(huán)控制系統(tǒng)副反應。尤其是當擾動誤差較大，系統(tǒng)無法快速響應，鋰電池輸出對應直流電機的控制增益量有可能達不到預期的控制效果。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

發(fā)明目的：針對上述現(xiàn)有存在的問題和不足，本發(fā)明的目的是提供了一種鋰電驅(qū)動控制系統(tǒng)，使得系統(tǒng)在較小誤差時增大反饋增益，較大誤差時降低反饋增益，從而提高了控制效率，也有效地避免了控制系統(tǒng)中控制量飽和或出現(xiàn)過大造成不穩(wěn)定的現(xiàn)象。

技術(shù)方案：為實現(xiàn)上述發(fā)明目的，本發(fā)明采用以下技術(shù)方案：一種鋰電驅(qū)動控制系統(tǒng)，以鋰電池組為動力源輸出并通過擴展狀態(tài)觀察器對直流電機位置進行跟蹤控制，所述控制方法包括以下步驟：

(1)首先對直流電機進行位置狀態(tài)模型建立：

式中，x₁＝θ、x₂＝ω，θ為電機轉(zhuǎn)過角度，ω為電機角速度；Ψ_p為電機電磁磁鏈的峰值，I_p為電流峰值，n為電機轉(zhuǎn)速，n_p為電機轉(zhuǎn)速峰值，Z為黏滯摩擦系數(shù)，T_e和T_L分別為電磁轉(zhuǎn)矩和負載轉(zhuǎn)矩，J為電機轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動慣量并取值為1，K_T為電機轉(zhuǎn)矩系數(shù)并取值為2，U_d為直流電壓，k_e為反電動勢系數(shù)并取值為6，R為點數(shù)電阻并取值為2，y為狀態(tài)模型的輸入幅值；

(2)通過跟蹤微分器對預期輸入信號r進行公式(1)計算，從而得到電機轉(zhuǎn)動角x1和角速度x2的離散表達式：

其中，T為采樣周期，H₀為濾波因子，r₀為速度因子，均屬于常數(shù)集；

(3)先設(shè)定輸入幅值y，并作為擴展狀態(tài)觀測器初始時的輸入信號z₁和z₂，并通過擴展狀態(tài)觀測器依公式(2)計算得到的和以及誤差信號e_k作為其估算輸出信號：

式中，β₀₁、β₀₂、β₀₃是擴展狀態(tài)觀察器的反饋控制量的增益，a₁、a₂、δ是可調(diào)參數(shù)，b為對象控制量的增益，u為對電極位置狀態(tài)的增益(即電機轉(zhuǎn)動角和角速度的修正)；e₁為電機轉(zhuǎn)動角誤差，e₂為電機角速度誤差；分別是擴展狀態(tài)觀測器的兩個輸出狀態(tài)(即預測值)。

(4)接著，將u作為非線性狀態(tài)誤差反饋的輸入信號，并經(jīng)過以下公式(3)計算得到非線性狀態(tài)誤差反饋輸出信號，即前饋控制量u₀：

u₀＝β₁fal(e₁,a₁,δ)+β₂fal(e₂,a₂,δ)+a₃Δi (3)

式中，β₁、β₂是非線性狀態(tài)誤差反饋的反饋控制量增益，a₁、a₂、a₃、δ是可調(diào)參數(shù)，Δi為直流電機的電流變化幅值，fal函數(shù)引入誤差閾值e_c改進后的數(shù)學表達式(4)如下：

式中，k是線性反饋的增益；

(5)然后由前饋控制量u₀計算電機位置信號估算擾動的自動補償值其中b₀為對對象控制量增益b的估計值。

進一步的，電機狀態(tài)模型中，電機轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動慣量J取值為1，電機轉(zhuǎn)矩系數(shù)K_T取值為2，反電動勢系數(shù)k_e取值為6，電樞電阻R取值為2。

有益效果：與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明相對于傳統(tǒng)的PID控制器和ADRC控制器而言，能快速進行擾動消除并進行信號跟蹤反應，提高了電機抗擾動能力和穩(wěn)定性；同時通過誤差閾值的引入提高了直流電機響應速度，提高系統(tǒng)的控制效率。

附圖說明

圖1為本發(fā)明所述直流電機的運動模型；

圖2為本發(fā)明與PID對比例在低誤差時的響應曲線對比圖；

圖3為本發(fā)明與ADRC對比例在放大幅值的情形下響應曲線對比圖。

具體實施方式

下面結(jié)合具體實施例，進一步闡明本發(fā)明，應理解這些實施例僅用于說明本發(fā)明而不用于限制本發(fā)明的范圍，在閱讀了本發(fā)明之后，本領(lǐng)域技術(shù)人員對本發(fā)明的各種等價形式的修改均落于本申請所附權(quán)利要求所限定的范圍。

本發(fā)明使用鋰電池組對直流力矩電機供電，通過以直流電機的位置信號為被控對象，通過跟蹤微分器輸入電機轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動角度x₁和轉(zhuǎn)動角度的微分項角速度x₂，得到轉(zhuǎn)動角度和角速度的誤差，并經(jīng)過非線性狀態(tài)誤差反饋得到前饋控制量，并經(jīng)過擾動自動補償?shù)玫綄﹄姍C的控制量輸出，并作為反饋信號輸入鋰電池組控制模塊對鋰電池組的輸出電流進行調(diào)節(jié)，具體過程如下:

首先需要對直流電機中轉(zhuǎn)子位置狀態(tài)進行數(shù)學建模，本發(fā)明的直流電機模型表達式如下所示：

其中，x₁＝θ、x₂＝ω，θ為電機轉(zhuǎn)過角度，ω為電機角速度；Ψ_p為電機電磁磁鏈的峰值，I_p為電流峰值，n為電機轉(zhuǎn)速，n_p為電機轉(zhuǎn)速峰值，Z為黏滯摩擦系數(shù)，T_e和T_L分別為電磁轉(zhuǎn)矩和負載轉(zhuǎn)矩，J為電機轉(zhuǎn)子的轉(zhuǎn)動慣量并取值為1，K_T為電機轉(zhuǎn)矩系數(shù)并取值為2，U_d為直流電壓，k_e為反電動勢系數(shù)并取值為6，R為點數(shù)電阻并取值為2，y為狀態(tài)模型的輸入幅值，然后通過

將u作為非線性狀態(tài)誤差反饋的輸入信號，計算得到非線性狀態(tài)誤差反饋輸出信號，即前饋控制量u₀：u₀＝β₁fal(e₁,a₁,δ)+β₂fal(e₂,a₂,δ)+a₃Δi(t)，β₁、β₂是非線性狀態(tài)誤差反饋的反饋控制量增益，a₁、a₂、a₃、δ是可調(diào)參數(shù)。其中，fal函數(shù)引入誤差閾值e_c改進后的數(shù)學表達式如下，式中，k是線性反饋的增益；

本發(fā)明引入誤差閾值是基于：當誤差在可接受范圍內(nèi)，采用增大反饋增益進行線性補償從而實現(xiàn)快速響應使誤差衰減至0；當誤差值較大，則采用非線性函數(shù)的抗擾控制器降低反饋增益提高效率，與此同時，通過誤差閾值可以防止反饋增益過低時導致的控制失穩(wěn)現(xiàn)象，確?？刂葡到y(tǒng)的輸出穩(wěn)定有效。

預先通過仿真實驗并確定控制系統(tǒng)中各參數(shù)的合適取值分別是：T＝0.005，h₀＝0.06，r₀＝60，a₁＝0.75，a₂＝1.25，β₁＝100，β₂＝10，β₀₁＝200，β₀₂＝1000，β₀₃＝200，b＝1.3，δ＝0.01，k＝0.001。從而能確定控制系統(tǒng)的各數(shù)學模型表達式，然后通過輸入階躍信號，并比較不同轉(zhuǎn)動角位移情形下，本發(fā)明控制系統(tǒng)的擾動自平衡響應時間，從而確定本發(fā)明控制系統(tǒng)的性能。如圖2所示通過輸入階躍信號，并與PID控制模式作為對比例進行比較兩者的響應時間，在輸入轉(zhuǎn)動較小幅值的轉(zhuǎn)動角位移時，本發(fā)明和對比例均能較快響應擾動并回歸到期望值，本發(fā)明的回歸速度回更快；如圖3所示，當輸入幅值放大到500倍時，通過與ADRC控制模式對比例進行比較可知，ADRC控制模式明顯出現(xiàn)失穩(wěn)，抗擾動達到預期值所需時間明顯比本發(fā)明的反應時間要長。因此本發(fā)明在當誤差輸入量較大的情況下，本發(fā)明能更快進行補償消除擾動從而具有更優(yōu)秀的控制性能。