本發(fā)明涉及微波技術(shù)領(lǐng)域和光通信技術(shù)領(lǐng)域，主要涉及通過微波光子技術(shù)實(shí)現(xiàn)寬帶微波矢量信號(hào)的零中頻接收。

背景技術(shù)：

隨著人們對(duì)通信速率的要求越來越高，現(xiàn)在電子通信系統(tǒng)正朝著高頻段、大帶寬方向發(fā)展。傳統(tǒng)基于電子學(xué)的信號(hào)處理技術(shù)中，電子器件存在速率瓶頸，定時(shí)抖動(dòng)較大，電磁干擾嚴(yán)重。光子學(xué)信號(hào)處理技術(shù)具有簡單輕便，帶寬大，抗電磁干擾等一系列優(yōu)點(diǎn)而備受關(guān)注。

目前的電子系統(tǒng)大多采用超外差的接收機(jī)架構(gòu)，天線接收到的微波矢量信號(hào)，需要將進(jìn)行下變頻，并結(jié)合帶通濾波得到中頻信號(hào)，然后進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，在數(shù)字域進(jìn)行矢量信號(hào)的i/q解調(diào)。這種結(jié)構(gòu)有以下缺點(diǎn)：(1)當(dāng)射頻信號(hào)頻率較高時(shí)，往往需要一到兩級(jí)下變頻，每級(jí)變頻后一般需要使用帶通濾波器濾出下變頻的中頻信號(hào)后進(jìn)行后期處理，結(jié)構(gòu)復(fù)雜；(2)下變頻到中頻信號(hào)的過程中，鏡像干擾難以抑制，嚴(yán)重降低系統(tǒng)性能；(3)當(dāng)矢量信號(hào)帶寬非常大時(shí)，要求模數(shù)轉(zhuǎn)換器具有較高的采樣率和工作頻率，目前的模數(shù)轉(zhuǎn)換技術(shù)很難滿足。

零中頻接收機(jī)將微波矢量信號(hào)直接下變頻為i/q基帶，可以簡化接收機(jī)結(jié)構(gòu)、抑制鏡像頻率、降低模數(shù)轉(zhuǎn)換器。然而傳統(tǒng)基于電子技術(shù)的零中頻接收機(jī)存在本振泄露、直流偏差、偶次失真、i/q不平衡等問題難以解決，限制了零中頻接收機(jī)在電子系統(tǒng)中的應(yīng)用。

微波光子技術(shù)結(jié)合了微波和光子學(xué)優(yōu)勢(shì)，利用微波光子方法對(duì)微波信號(hào)進(jìn)行變頻、移相等處理，具有大帶寬、低頻率相關(guān)損耗、抗電磁干擾等優(yōu)點(diǎn)。但目前的微波光子技術(shù)大多面向超外差接收機(jī)，很少有微波光子零中頻接收技術(shù)的報(bào)道。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決背景技術(shù)中所存在的問題，本發(fā)明提出了一種微波光子零中頻接收裝置及方法。本方法能夠?qū)⑽⒉ㄊ噶啃盘?hào)直接正交下變頻為兩路i/q基帶，待數(shù)字化的基帶信號(hào)變?yōu)閮陕穾挏p半的基帶信號(hào)，顯著降低了對(duì)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣率和帶寬的需求。該方案中，i/q兩路的幅度和相位可以靈活調(diào)整，進(jìn)而解決i/q失衡問題。通過基于偏振調(diào)控的平衡探測，可抑制直流和偶次失真。另外該零中頻接收方案還具有光子技術(shù)特有的大帶寬、抗電磁干擾、高隔離度等一系列優(yōu)點(diǎn)。

本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：所述裝置包括激光器(ld)、偏振復(fù)用馬曾調(diào)制器(pdm-mzm)、摻鉺光纖放大器(edfa)、波分復(fù)用器(wdm)、偏振控制器(pc)、偏振分束器(pbs)及平衡光電探測器(bpd)。ld的輸出口連接pdm-mzm的光信號(hào)輸入端；pdm-mzm的輸出端連接edfa的輸入端；edfa的輸出端連接wdm的公共端；wdm的兩個(gè)分離端口分別連接pc、pbs和bpd。

所述pdm-mzm由一個(gè)y型光分路器、上下并聯(lián)的兩個(gè)馬曾調(diào)制器(x-mzm與y-mzm)以及一個(gè)偏振合束器(pbc)構(gòu)成。

本發(fā)明在工作時(shí)包括以下步驟：

(1)從激光器發(fā)出連續(xù)光載波進(jìn)入pdm-mzm中；

(2)射頻(rf)信號(hào)連接x-mzm的射頻端，與rf信號(hào)中心頻率相等的本振(lo)連接另外一個(gè)子調(diào)制器的射頻端，兩個(gè)子調(diào)制器均工作在最小點(diǎn)(null)，使rf和lo信號(hào)進(jìn)行抑制載波雙邊帶調(diào)制；

(3)pdm-mzm內(nèi)部的pbc將上下兩路調(diào)制后的光信號(hào)復(fù)合為偏振復(fù)用光，輸出調(diào)制器；

(4)偏振復(fù)用光信號(hào)進(jìn)入edfa進(jìn)行功率放大；

(5)wdm的兩個(gè)通道(ch_i和ch_q)分別作為兩個(gè)光帶通濾波器，濾出rf和lo調(diào)制的上下邊帶，兩路光信號(hào)分別經(jīng)過pc和pbs；

(6)調(diào)節(jié)第一路中的pc，使調(diào)制器主軸與起偏器主軸有45度夾角，且pbs兩個(gè)輸出端口中rf和lo邊帶的相位差分別為0度和180度，然后進(jìn)入bpd平衡探測，得到抑制直流和偶次失真的i路基帶信號(hào)；

(7)調(diào)節(jié)第二路中的pc，使調(diào)制器主軸與起偏器主軸有45度夾角，且pbs兩個(gè)輸出端口中rf和lo邊帶的相位差分別為90度和-90度，然后進(jìn)入bpd平衡探測，得到抑制直流和偶次失真的q路基帶信號(hào)。

本發(fā)明提出了一種微波光子零中頻接收裝置及方法，利用pdm-mzm實(shí)現(xiàn)rf和lo信號(hào)的抑制載波雙邊帶調(diào)制并偏振復(fù)用，wdm分離上下邊帶，通過調(diào)節(jié)每路的偏振態(tài)，使兩路中rf和lo邊帶的相位正交，光電探測后分別得到i/q兩路基帶信號(hào)，且通過平衡探測抑制直流和偶次失真。本發(fā)明結(jié)構(gòu)簡單，具有很強(qiáng)的可操作性。

該微波光子零中頻接收方案，避免了多級(jí)變頻和濾波，結(jié)構(gòu)簡單，同時(shí)也降低了對(duì)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的帶寬和采樣率的要求。

該方案中rf和lo信號(hào)的相位差可以通過偏振控制器連續(xù)調(diào)節(jié)，每路光信號(hào)的功率也可以方便調(diào)節(jié)，與信號(hào)帶寬、載波無關(guān)，所以可實(shí)現(xiàn)寬頻帶內(nèi)i/q兩路的幅度和相位平衡。

該方案中通過基于偏振調(diào)控的平衡探測方法，可有效抑制直流和偶次失真。

附圖說明

圖1為本發(fā)明微波光子零中頻接收的原理圖。圖2(a)為wdm兩個(gè)通道的頻率響應(yīng)圖及進(jìn)入wdm的光信號(hào)頻譜圖：圖2(b)為wdm輸出的兩路光信號(hào)頻譜。圖3為i/q兩路的中頻(if)信號(hào)幅度和相位差隨rf頻率的變化曲線。圖4為26ghz、36ghz載頻的rf向量信號(hào)直接解調(diào)后誤差向量幅度(evm)隨rf接收功率的變化曲線。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的實(shí)施例作詳細(xì)說明：本實(shí)施例在以本發(fā)明技術(shù)方案為前提下進(jìn)行實(shí)施，給出了詳細(xì)的實(shí)施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實(shí)施例：

本實(shí)例中，裝置包括ld、兩個(gè)射頻信號(hào)源、pdm-mzm、edfa、wdm、pc、pbs及bpd。ld的輸出口與調(diào)制器的光輸入口相連，兩個(gè)射頻信號(hào)源輸出口分別與調(diào)制器的兩個(gè)射頻輸入口相連，調(diào)制器后接edfa，edfa后接wdm公共端，wdm兩個(gè)輸出端分別連接pc、pbs和bpd。

本實(shí)例中，方法的具體實(shí)施步驟是：

步驟一：ld產(chǎn)生工作波長為1552nm、功率為15dbm的連續(xù)光波，注入到pdm-mzm。一個(gè)射頻源產(chǎn)生中心頻率25.9ghz、功率為-5dbm的rf正弦信號(hào)，另一射頻源產(chǎn)生中心頻率26ghz、功率為10dbm的lo信號(hào)，分別驅(qū)動(dòng)半波電壓為3.5v的兩個(gè)子調(diào)制器。

步驟二：通過發(fā)置調(diào)制器直流偏壓，使得兩個(gè)子調(diào)制器均工作在最小點(diǎn)。

步驟三：edfa輸出光功率為18dbm，光信號(hào)被放大后進(jìn)入wdm，進(jìn)入wdm的光信號(hào)如圖2(a)所示。

步驟四：wdm的兩個(gè)通道(ch_i與ch_q)響應(yīng)如圖2(a)所示，每個(gè)通帶1db帶寬約30ghz，兩通道帶內(nèi)損耗基本相同，wdm輸出的兩路光信號(hào)如圖2(b)所示，調(diào)制后的光信號(hào)上下邊帶被分離。兩路光信號(hào)分別經(jīng)過pc后，進(jìn)入pbs。

步驟五：在第一路中，調(diào)節(jié)pc使光信號(hào)到達(dá)pbs時(shí)兩個(gè)偏振分量相位差為0度，同時(shí)使調(diào)制器與pbs一個(gè)輸出端主軸夾角為45度，由于pbs兩個(gè)輸出端主軸相互垂直，則調(diào)制器與pbs另一輸出端主軸夾角為135度。因此pbs兩個(gè)輸出端中偏振分量的相位差分別為0度和180度。兩個(gè)輸出端連接bpd，得到抑制直流偏移和偶次失真的i路基帶信號(hào)。

步驟六：在第二路中，調(diào)節(jié)pc使光信號(hào)到達(dá)pbs時(shí)兩個(gè)偏振分量相位差為90度，同時(shí)使調(diào)制器與pbs一個(gè)輸出端主軸夾角為45度，調(diào)制器與pbs另一輸出端主軸夾角為135度。pbs兩個(gè)輸出端中偏振分量的相位差分別為90度和-90度。兩個(gè)輸出端連接bpd，得到抑制直流偏移和偶次失真的q路基帶信號(hào)。

步驟七：i路基帶信號(hào)送入示波器第一通道，q路基帶信號(hào)送入示波器第二通道。依次更改rf和lo頻率，使if信號(hào)頻率維持100mhz不變，測量兩路if功率和相位差隨rf頻率變化曲線，如圖3所示。rf頻率在6ghz到40ghz變化區(qū)間內(nèi)，i/q兩路相位差維持在90度附近，i/q相位不平衡最大0.9度，i/q幅度不平衡最大0.4db。

步驟八：射頻源產(chǎn)生載頻26ghz、調(diào)制格式16qam、符號(hào)速率100msym/s的rf矢量信號(hào)，通過該系統(tǒng)進(jìn)行解調(diào)，輸出的i/q基帶信號(hào)送入矢量分析儀，得到星座圖和evm。evm隨rf輸入功率變化曲線由圖4所示?？梢钥闯?，當(dāng)rf功率在-27db到11dbm之間時(shí)，evm保持在10％以下。rf功率為-29dbm和11dbm時(shí)的星座圖如圖4中插圖所示。

步驟九：將rf和lo信號(hào)載頻設(shè)置為36ghz，測得evm隨rf輸入功率變化曲線由圖4所示，該曲線與載頻為26ghz時(shí)類似。

本實(shí)例測試結(jié)果圖3顯示出該零中頻接收機(jī)具有較大的工作帶寬和較好的i/q幅度和相位平衡度，圖4顯示出矢量信號(hào)i/q解調(diào)效果較好。

本實(shí)例中，i/q幅度和相位平衡度，可以通過調(diào)節(jié)兩路的光功率和偏振態(tài)得到校準(zhǔn)。

綜上，該微波光子零中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)簡單，工作帶寬帶大，i/q平衡性好，抑制直流偏移和偶次失真，不受電磁干擾。

總之，以上所述實(shí)施方案僅為本發(fā)明的實(shí)施例而已，并非僅用于限定本發(fā)明的保護(hù)范圍，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在本發(fā)明公開的內(nèi)容上，還可以做出若干等同變形和替換，rf矢量信號(hào)中心頻率、符號(hào)速率、調(diào)制格式都可改變。這些等同變形和替換以及頻率范圍的調(diào)整也應(yīng)視為本發(fā)明保護(hù)的范圍。