不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開(kāi)了一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，包括獲取電網(wǎng)有功功率和無(wú)功功率的期望值、兩相靜止坐標(biāo)系下的瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)、并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)和濾波電容電流信號(hào)；計(jì)算基波控制電流信號(hào)和諧波控制電流信號(hào)；計(jì)算基波控制支路輸出信號(hào)和諧波控制支路輸出信號(hào)；計(jì)算得到最終的并網(wǎng)逆變器的控制量。本發(fā)明方法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，無(wú)需旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換和鎖相環(huán)，在計(jì)算電流參考指令時(shí)無(wú)需電壓/電流分量正負(fù)序分離計(jì)算，無(wú)需任何低通濾波器或者陷波器；不僅可以實(shí)現(xiàn)輸出功率無(wú)波動(dòng)或者輸出電流對(duì)稱正弦的控制目標(biāo)，還可以靈活控制不平衡電網(wǎng)電壓下逆變器的輸出功率波動(dòng)和電流質(zhì)量，提高并網(wǎng)逆變器在不平衡電網(wǎng)電壓下的控制性能。
【專利說(shuō)明】
不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明具體設(shè)及一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 并網(wǎng)逆變器作為分布式發(fā)電系統(tǒng)的關(guān)鍵設(shè)備，其故障穿越性能的優(yōu)劣直接影響電 力系統(tǒng)及分布式發(fā)電系統(tǒng)自身的安全運(yùn)行。電網(wǎng)在實(shí)際運(yùn)行過(guò)程中，Ξ相電壓不對(duì)稱及單 相電壓跌落故障時(shí)有發(fā)生，在不對(duì)稱電網(wǎng)電壓條件下，并網(wǎng)逆變器受電網(wǎng)狀態(tài)影響，輸送至 電網(wǎng)的電流將是非正弦或是不對(duì)稱的。運(yùn)些電流與不對(duì)稱電壓相互作用將產(chǎn)生不可控的有 功功率和無(wú)功功率振蕩，進(jìn)一步污染電網(wǎng)并降低電網(wǎng)運(yùn)行的可靠性。因此，研究不平衡電網(wǎng) 電壓條件下Ξ相并網(wǎng)逆變器高性能控制策略W減小不平衡電壓的負(fù)面影響具有重要意義。
[0003] 如圖1所示為并網(wǎng)逆變器的結(jié)構(gòu)示意圖：圖中：直流母線電壓Ud由儲(chǔ)能裝置維持穩(wěn) 定;Ug表示電網(wǎng)電壓；并網(wǎng)逆變器通過(guò)LCL型濾波器連接至電網(wǎng)；采用電流控制使Ξ相并網(wǎng) 逆變器等效為受控電流源向電網(wǎng)傳送有功和無(wú)功功率。當(dāng)電網(wǎng)電壓不平衡時(shí)，逆變器的正 常運(yùn)行狀態(tài)將受到影響，導(dǎo)致并網(wǎng)電流崎變和輸出功率波動(dòng)。在不平衡電網(wǎng)電壓下，并網(wǎng)逆 變器輸出功率波動(dòng)水平和電流質(zhì)量相互對(duì)立。在不平衡電網(wǎng)電壓條件下，Ξ相電網(wǎng)電壓Uga、 Ugb和Ug?？杀硎緸橄率?:
[0004]
[0005] 式中，化、ω〇和φρ分別為正序電網(wǎng)電壓的幅值、頻率和初相位;Un和Φν分別表不負(fù) 序電網(wǎng)電壓的幅值和初相位。將式1經(jīng)克拉矩陣變換后得到靜止坐標(biāo)系下電網(wǎng)電壓表達(dá)式 為下式2:
[0006]
[0007] 式中，Κ、巧表示電網(wǎng)電壓靜止坐標(biāo)系下的正序分量，巧;、嘆表示電網(wǎng)電壓靜 止坐標(biāo)系下的負(fù)序分量。
[000引當(dāng)W輸出功率無(wú)波動(dòng)作為并網(wǎng)逆變器的控制目標(biāo)時(shí)，靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的 電流參考指令可采用瞬時(shí)電網(wǎng)電壓直接計(jì)算，表示為下式3:
[0009]
[0010] iapl和iepl為電流參考指令中的瞬時(shí)有功分量，iaql和ipq功電流參考指令中的瞬時(shí) 無(wú)功分量。上式3分母項(xiàng)可表示為下式4:
[0011]
[0012] 易知，式3分母項(xiàng)在兩倍基波頻率處有振蕩，由式3得到的電流參考指令不是正弦 波形，包含了高階諧波分量，注入電網(wǎng)的各相電流也將是崎變的。
[0013] 當(dāng)W輸出電流對(duì)稱正弦作為并網(wǎng)逆變器的控制目標(biāo)時(shí)，需首先提取出電網(wǎng)電壓中 的正序分量，靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的電流參考指令可表示為下式5:
[0014]
[001引同樣，iap2和iep2為電流參考指令中的瞬時(shí)有功分量，iaq2和ieq2為電流參考指令中 的瞬時(shí)無(wú)功分量；由式5得到的電流參考指令為完全對(duì)稱的正序正弦波形，但此時(shí)傳送至電 網(wǎng)的瞬時(shí)有功功率P和無(wú)功功率q存在兩倍電網(wǎng)頻率的功率振蕩，振蕩分量是由不同相序電 壓和電流相互作用形成，可表示為下式6和式7:
[0018] 綜上，對(duì)上述兩種控制策略進(jìn)行分析可知，W輸出功率無(wú)波動(dòng)作為控制目標(biāo)時(shí)，電 流參考指令計(jì)算過(guò)程簡(jiǎn)單，不需要正負(fù)序分量分離環(huán)節(jié)，但得到電流參考指令卻包含高階 諧波成分，給電網(wǎng)帶來(lái)諧波污染。W輸出電流對(duì)稱正弦作為控制目標(biāo)得到的電流參考指令 為完全對(duì)稱的正序正弦波形，輸出電流不含諧波成分，電能質(zhì)量好;缺點(diǎn)是參考指令生成過(guò) 程需要采用正負(fù)序分量分離環(huán)節(jié)，且并網(wǎng)逆變器輸送至電網(wǎng)的瞬時(shí)有功功率和無(wú)功功率存 在兩倍電網(wǎng)頻率的功率振蕩。
[0019] 通過(guò)傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)可知，當(dāng)功率參考指令相同時(shí)，兩種控制策略的電流參考指 令存在一定內(nèi)在聯(lián)系，即兩種控制策略電流參考指令中的基波分量相等。因此，W輸出功率 無(wú)波動(dòng)作為控制目標(biāo)時(shí)，電流參考指令中的基波分量應(yīng)為Ξ相對(duì)稱的正序分量，與逆變器 輸送至電網(wǎng)的功率大小相關(guān)，而電流參考指令中的諧波分量主要為3次、5次和7次諧波頻 率，影響輸出功率的波動(dòng)水平和電流質(zhì)量水平。
[0020] 標(biāo)題為不平衡電網(wǎng)電壓下光伏并網(wǎng)逆變器功率/電流質(zhì)量協(xié)調(diào)控制策略（中國(guó)電 機(jī)工程學(xué)報(bào)，2014(34):第346-353頁(yè)）的文獻(xiàn)中提出一種靜止坐標(biāo)系無(wú)鎖相環(huán)控制策略，實(shí) 現(xiàn)不平衡電網(wǎng)電壓下并網(wǎng)逆變器功率/電流質(zhì)量協(xié)調(diào)控制，該方法采用瞬時(shí)功率直接計(jì)算 電流參考指令，無(wú)需鎖相環(huán)和電壓/電流正負(fù)序分離計(jì)算，但采用的二階陷波器仍然會(huì)增加 控制器的運(yùn)算量，并且該策略得到的輸出電流包含負(fù)序分量，不能實(shí)現(xiàn)輸出電流對(duì)稱正弦 的控制目標(biāo)。
【發(fā)明內(nèi)容】
[0021] 本發(fā)明的目的在于提供一種在不平衡電網(wǎng)電壓條件下能夠綜合協(xié)調(diào)功率波動(dòng)與 電流質(zhì)量的并網(wǎng)逆變器控制方法。
[0022] 本發(fā)明提供的運(yùn)種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，包括如下步 驟：
[0023] S1.獲取并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的有功功率期望值和無(wú)功功率期望值、兩相靜止 坐標(biāo)系下的瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)、并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)和并網(wǎng)逆變器的濾波電 容電流信號(hào)；
[0024] S2.根據(jù)步驟S1獲取的有功功率期望值、無(wú)功功率期望值和瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)，計(jì) 算兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)；
[0025] S3.根據(jù)步驟S2得到的兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)，計(jì)算 兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)；
[0026] S4.在兩相靜止坐標(biāo)系下，根據(jù)并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)與并網(wǎng)逆變器電 網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)，計(jì)算并網(wǎng)逆變器的基波控制支路輸出信號(hào)；
[0027] S5.在兩相靜止坐標(biāo)系下，根據(jù)并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)與并網(wǎng)逆變器電 網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)，計(jì)算并網(wǎng)逆變器的諧波控制支路輸出信號(hào)；
[0028] S6.在兩相靜止坐標(biāo)系下，將基波控制支路輸出信號(hào)與諧波控制支路輸出信號(hào)求 和，減去并網(wǎng)逆變器的濾波電容電流信號(hào)，通過(guò)比例控制器得到兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信 號(hào)，再將兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)變換為Ξ相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)，最終通過(guò)高頻PWM 調(diào)制得到并網(wǎng)逆變器的控制量。
[0029] 步驟S2計(jì)算基波控制電流信號(hào)，為采用下式計(jì)算兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的 基波控制電流信號(hào)：
[0032] 式中，心化和^6祉為并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)Irefl在兩相靜止坐標(biāo)系下的 值，Pref為并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的有功功率期望值，Qref為并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的無(wú)功 功率期望值，Ua和化為兩相靜止坐標(biāo)系下的瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)。
[0033] 步驟S3所述的計(jì)算諧波控制電流信號(hào)，為采用下式計(jì)算兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆 變器的諧波控制電流信號(hào)：
[0034] Iref2a = k · Irefla
[0035] Iref2P = k · IreflP
[0036] 式中，Iref化和為并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)Iref2在兩相靜止坐標(biāo)系下的 值;k為電流指令系數(shù)，取值范圍為0~1，k的取值越大，則并網(wǎng)逆變器的入網(wǎng)電流諧波崎變 率越大，且瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率波動(dòng)越小。
[0037] 步驟S4所述的計(jì)算并網(wǎng)逆變器的基波控制支路輸出信號(hào)，為采用下式計(jì)算并網(wǎng)逆 變器的基波控制支路輸出信號(hào)：
[00；3 引
[0039] 式中S為復(fù)頻域中的復(fù)頻率變量;Kpi為比例系數(shù)；ωι表示電網(wǎng)電壓的基波角頻率； Κη為基波頻率處的諧振增益；〇。1表示基波頻率處的截止頻率。
[0040] 步驟S5所述的計(jì)算并網(wǎng)逆變器的諧波控制支路輸出信號(hào)，為采用下式計(jì)算并網(wǎng)逆 變器的諧波控制支路輸出信號(hào)：
[0041]
[0042] 式中S為復(fù)頻域中的復(fù)頻率變量;Kph為比例系數(shù);h表示3次、5次和7次諧波；ω h表 示h次諧波的角頻率;Kih為h次諧波頻率處的諧振增益；ω Eh表示h次諧波頻率處的截止頻 率。
[0043] 步驟S6所述的將兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)變換為Ξ相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)， 為采用兩相至Ξ相的矩陣變換得到。
[0044] 本發(fā)明提供的運(yùn)種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，實(shí) 現(xiàn)過(guò)程無(wú)需旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，無(wú)需鎖相環(huán)，在計(jì)算電流參考指令時(shí)無(wú)需電壓/電流分量正負(fù)序 分離計(jì)算，也無(wú)需任何低通濾波器或者陷波器;通過(guò)改變指令系數(shù)不僅可W實(shí)現(xiàn)輸出功率 無(wú)波動(dòng)或者輸出電流對(duì)稱正弦的控制目標(biāo)，還可W靈活控制不平衡電網(wǎng)電壓下逆變器的輸 出功率波動(dòng)水平和電流質(zhì)量水平，提高并網(wǎng)逆變器在不平衡電網(wǎng)電壓下的控制表現(xiàn)。
【附圖說(shuō)明】
[0045] 圖1為并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)示意圖。
[0046] 圖2為本發(fā)明方法的流程圖。
[0047] 圖3為本發(fā)明的并網(wǎng)逆變器電流控制框圖。
[0048] 圖4為本發(fā)明的閉環(huán)跟蹤傳遞函數(shù)曲(S)的伯德圖。
[0049] 圖5為本發(fā)明的閉環(huán)跟蹤傳遞函數(shù)化(S)的伯德圖。
[0050] 圖6為本發(fā)明的閉環(huán)跟蹤傳遞函數(shù)Y(s)的伯德圖。
[0051] 圖7為本發(fā)明在不平衡電網(wǎng)條件下k值變化時(shí)的仿真結(jié)果示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0052] 如圖2所示為本發(fā)明的方法流程圖，圖3為本發(fā)明的并網(wǎng)逆變器電流控制框圖：結(jié) 合圖2和圖3,可W知道本發(fā)明提供的運(yùn)種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法， 包括如下步驟：
[0053] S1.獲取并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的有功功率期望值和無(wú)功功率期望值、兩相靜止 坐標(biāo)系下的瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)、并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)和并網(wǎng)逆變器的濾波電 容電流信號(hào)；
[0054] S2.根據(jù)步驟S1獲取的有功功率期望值、無(wú)功功率期望值和電網(wǎng)側(cè)的瞬時(shí)電網(wǎng)電 壓信號(hào)，依據(jù)下式計(jì)算兩相靜止坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)Irefl值：
[0057]式中，心化和^6祉為并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)Irefl在兩相靜止坐標(biāo)系下的 值，Pref為并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的有功功率期望值，Qref為并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的無(wú)功 功率期望值，Ua和化為兩相靜止坐標(biāo)系下的瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)；
[005引S3.根據(jù)步驟S2得到的并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)kefi在兩相靜止坐標(biāo)系下 的值，依據(jù)下式計(jì)算兩相靜止坐標(biāo)系下的并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)Iref2值：
[0059] I巧腳=k · Irefla
[0060] Iref2P = k · IreflP
[0061] 式中，Iref化和為并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)Iref2在兩相靜止坐標(biāo)系下的 值;k為電流指令系數(shù)，取值范圍為0~1，k的取值越大，則并網(wǎng)逆變器的入網(wǎng)電流諧波崎變 率越大，且瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率波動(dòng)越??；
[0062] 當(dāng)k = 0時(shí)，Iref2(s) =0，入網(wǎng)電流中的3次、5次、7次諧波成分被有效抑制，入網(wǎng)電 流僅跟蹤Irefl(S)中的基波分量變化，得到Ξ相對(duì)稱的正弦入網(wǎng)電流，獲得輸出電流對(duì)稱正 弦的控制效果；當(dāng)k=l時(shí)，Irefl(S) = kef2(S)，靜止坐標(biāo)系下瞬時(shí)電流參考指令I(lǐng)refl(S)中的 基波分量和諧波分量均被有效跟蹤，得到的并網(wǎng)瞬時(shí)有功功率和無(wú)功功率恒定無(wú)波動(dòng)，但 此時(shí)電流崎變率大。當(dāng)〇<k<l時(shí)，并網(wǎng)功率波動(dòng)和電流質(zhì)量將處于中間狀態(tài)，可W根據(jù)實(shí) 際情況，選擇適當(dāng)?shù)恼{(diào)節(jié)系數(shù)k，滿足不同環(huán)境下并網(wǎng)功率波動(dòng)和電流質(zhì)量間的要求；
[0063] S4.在兩相靜止坐標(biāo)系下，計(jì)算并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)與并網(wǎng)逆變器電 網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)的差值，并將差值通過(guò)下式計(jì)算得到基波控制支路輸出信號(hào)：
[0064]
[0065] 式中S為復(fù)頻域中的復(fù)頻率變量;Kpi為比例系數(shù)；ωι表示電網(wǎng)電壓的基波角頻率； Κη為基波頻率處的諧振增益；ω。1表示基波頻率處的截止頻率；
[0066] S5.在兩相靜止坐標(biāo)系下，計(jì)算并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)與并網(wǎng)逆變器電 網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)的差值，并將差值通過(guò)下式計(jì)算得到諧波控制支路輸出信號(hào)：
[0067]
[006引式中S為復(fù)頻域中的復(fù)頻率變量;Kph為比例系數(shù);h表示3次、5次和7次諧波；ω h表 示h次諧波的角頻率;Kih為h次諧波頻率處的諧振增益；ω Eh表示h次諧波頻率處的截止頻 率.
[0069] S6.在兩相靜止坐標(biāo)系下，將基波控制支路輸出信號(hào)與諧波控制支路輸出信號(hào)求 和，減去并網(wǎng)逆變器的濾波電容電流信號(hào)，通過(guò)比例控制器得到兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信 號(hào)，采用兩相至Ξ相的矩陣變換將兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)變換為Ξ相靜止坐標(biāo)下的調(diào) 制信號(hào)，最終通過(guò)高頻PWM調(diào)制得到并網(wǎng)逆變器的控制量。
[0070] 由圖3,入網(wǎng)電流閉環(huán)傳遞函數(shù)可表示為
[0071] l2(S)=出（S)Irefl(S)+Hh(S)Iref2(S)-Y(S)Ug(S)
[0072] 式中：曲(S)為基波控制電流信號(hào)kefl(S)的閉環(huán)跟蹤傳遞函數(shù);化(s)為諧波控制 電流信號(hào)^6:2(3)的閉環(huán)跟蹤傳遞函數(shù);Y(S)為并網(wǎng)逆變器對(duì)電網(wǎng)電壓的等效并聯(lián)導(dǎo)納，可 分別表示為
[0079] 11心和(：為1化型濾波器參數(shù)值山刪為逆變器增益。圖4-6分別為出（3)、化(3)和￥ (S)的幅頻和相頻特性曲線。圖4中，閉環(huán)跟蹤傳遞函數(shù)出(S)在基波頻率處增益接近于0地， 跟蹤相角差接近于〇°，而在3次、5次、7次諧波頻率處的跟蹤增益幾乎為零(小于-30地），因 此，入網(wǎng)電流可無(wú)差跟蹤基波控制電流信號(hào)Irefl(S)中的基波成分變化，而對(duì)基波控制電流 信號(hào)kefi(s)中3次、5次、7次諧波分量的跟蹤能力幾乎為零。相類似，在圖5中，入網(wǎng)電流可 W無(wú)差跟蹤諧波控制電流信號(hào)Iref2(S)中3次、5次、7次諧波分量變化，而對(duì)諧波控制電流信 號(hào)心6:2(3)中基波分量的跟蹤能力幾乎為零。電網(wǎng)電壓在式（16)中是一個(gè)擾動(dòng)分量。圖6中， Y(S)在基波頻率和指定諧波頻率處增益均較小，因此電網(wǎng)電壓對(duì)入網(wǎng)電流的負(fù)面影響被有 效衰減。
[0080] 對(duì)幅頻和相頻特性曲線進(jìn)行分析可知，采用圖3所示電流控制策略后，入網(wǎng)電流中 的基波分量?jī)H與指令信號(hào)Irefl(s)中的基波分量有關(guān)，而入網(wǎng)電流中的3次、5次、7次諧波分 量?jī)H受指令信號(hào)Iref2(s)中的3次、5次、7次諧波成分影響。因此，通過(guò)對(duì)Irefl(S)和Iref2(S)的 合理設(shè)計(jì)，可W獨(dú)立控制入網(wǎng)電流中基波成分和諧波成分。
[0081 ]由【背景技術(shù)】知，W輸出功率無(wú)波動(dòng)作為控制目標(biāo)時(shí)，電流參考指令中的基波分量 應(yīng)為Ξ相對(duì)稱的正序分量，與逆變器輸送至電網(wǎng)的功率大小相關(guān)，而電流參考指令中的諧 波分量主要為3次、5次、7次諧波成分，影響輸出功率的波動(dòng)水平和電流質(zhì)量水平。若能合理 調(diào)節(jié)入網(wǎng)電流中的諧波分量大小，則可W權(quán)衡輸出功率的波動(dòng)和電流質(zhì)量。為此，可設(shè)計(jì) Irefl(S)和Iref2(S)如下
[0086] 圖7為電網(wǎng)電壓不平衡度為16% (不平衡度定義為負(fù)序電壓分量與正序電壓分量 的百分比）的仿真結(jié)果，其中有功功率指令和無(wú)功功率指令分別設(shè)定為6kW和化var，0.2s時(shí) 刻前調(diào)節(jié)系數(shù)k = 0,此時(shí)并網(wǎng)電流Ξ相正弦對(duì)稱，電流質(zhì)量?jī)?yōu)異，但瞬時(shí)有功和無(wú)功功率振 蕩較大，功率波動(dòng)峰峰值約為1000W和lOOOvar。0.2S-0.4s調(diào)節(jié)系數(shù)k由0逐漸增大至1，逆變 器入網(wǎng)電流諧波崎變率逐漸增大，而瞬時(shí)有功功率和無(wú)功功率的波動(dòng)逐漸減小。0.4s后當(dāng) 調(diào)節(jié)系數(shù)k= 1，有功功率和無(wú)功功率基本停止波動(dòng)，而并網(wǎng)電流崎變率達(dá)到最大，崎變率高 達(dá) 16.5%。
[0087] 上述仿真結(jié)果證明本專利方法通過(guò)改變指令系數(shù)不僅可W實(shí)現(xiàn)輸出功率的無(wú)波 動(dòng)或者輸出電流對(duì)稱正弦的控制目標(biāo)，還可實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)逆變器輸出功率和電流質(zhì)量的權(quán)衡協(xié) 調(diào)控制，改善逆變器在不平衡電壓環(huán)境下的控制表現(xiàn)，并且本專利方法實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，無(wú)需旋轉(zhuǎn) 坐標(biāo)變換，無(wú)需電壓/電流正負(fù)序分離計(jì)算參考指令，無(wú)需鎖相環(huán)，也無(wú)需任何低通濾波器 或者陷波器，易于工程應(yīng)用。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，包括如下步驟：51. 獲取并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的有功功率期望值和無(wú)功功率期望值、兩相靜止坐標(biāo) 系下的瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)、并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)側(cè)的輸出電流信號(hào)和并網(wǎng)逆變器的濾波電容電 流ig號(hào)；52. 根據(jù)步驟S1獲取的有功功率期望值、無(wú)功功率期望值和瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)，計(jì)算兩 相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)；53. 根據(jù)步驟S2得到的兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)，計(jì)算兩相 靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)；54. 在兩相靜止坐標(biāo)系下，根據(jù)并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)與并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)側(cè) 的輸出電流信號(hào)，計(jì)算并網(wǎng)逆變器的基波控制支路輸出信號(hào)；55. 在兩相靜止坐標(biāo)系下，根據(jù)并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)與并網(wǎng)逆變器電網(wǎng)側(cè) 的輸出電流信號(hào)，計(jì)算并網(wǎng)逆變器的諧波控制支路輸出信號(hào)；56. 在兩相靜止坐標(biāo)系下，將基波控制支路輸出信號(hào)與諧波控制支路輸出信號(hào)求和，減 去并網(wǎng)逆變器的濾波電容電流信號(hào)，通過(guò)比例控制器得到兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)，再 將兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)變換為三相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)，最終通過(guò)高頻PWM調(diào)制 得到并網(wǎng)逆變器的控制量。2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于 步驟S2計(jì)算基波控制電流信號(hào)，為采用下式計(jì)算兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的基波控制 電流信號(hào)：式中，Irefl4PIreflii為并網(wǎng)逆變器的基波控制電流信號(hào)Irefl在兩相靜止坐標(biāo)系下的值， Pref為并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的有功功率期望值，Qref為并網(wǎng)逆變器傳送至電網(wǎng)的無(wú)功功率 期望值，Ua和Ui!為兩相靜止坐標(biāo)系下的瞬時(shí)電網(wǎng)電壓信號(hào)。3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于 步驟S3所述的計(jì)算諧波控制電流信號(hào)，為采用下式計(jì)算兩相靜止坐標(biāo)系下并網(wǎng)逆變器的諧 波控制電流信號(hào)： Iref2α - k * Irefla Iref2β - k * IreflP 式中，Iref24PIref2f!為并網(wǎng)逆變器的諧波控制電流信號(hào)Iref2在兩相靜止坐標(biāo)系下的值;k 為電流指令系數(shù)，取值范圍為0~1，k的取值越大，則并網(wǎng)逆變器的入網(wǎng)電流諧波畸變率越 大，且瞬時(shí)有功功率和瞬時(shí)無(wú)功功率波動(dòng)越小。4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于 步驟S4所述的計(jì)算并網(wǎng)逆變器的基波控制支路輸出信號(hào)，為采用下式計(jì)算并網(wǎng)逆變器的基 波控制支路輸出信號(hào)：式中S為復(fù)頻域中的復(fù)頻準(zhǔn)父重;κρ1^3 K例糸數(shù)；ω i衣不電剛電壓的基波角頻率;Kid 基波頻率處的諧振增益；《^表示基波頻率處的截止頻率。5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于 步驟S5所述的計(jì)算并網(wǎng)逆變器的諧波控制支路輸出信號(hào)，為采用下式計(jì)算并網(wǎng)逆變器的諧 波控制支路輸出信號(hào)：式中s為復(fù)頻域中的復(fù)頻率變量;Kph為比例系數(shù);h表示3次、5次和7次諧波；ω h表示h次 諧波的角頻率;KIh為h次諧波頻率處的諧振增益；ω&表示h次諧波頻率處的截止頻率。6. 根據(jù)權(quán)利要求1~5之一所述的不平衡電網(wǎng)電壓條件下的并網(wǎng)逆變器控制方法，其特 征在于步驟S6所述的將兩相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)變換為三相靜止坐標(biāo)下的調(diào)制信號(hào)，為 采用兩相至三相的矩陣變換得到。
【文檔編號(hào)】H02J3/38GK105870965SQ201610249029
【公開(kāi)日】2016年8月17日
【申請(qǐng)日】2016年4月20日
【發(fā)明人】王逸超
【申請(qǐng)人】國(guó)家電網(wǎng)公司, 國(guó)網(wǎng)湖南省電力公司, 國(guó)網(wǎng)湖南省電力公司經(jīng)濟(jì)技術(shù)研究院