專利名稱：一種降壓式pfc電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及AC-DC電路，特別涉及降壓式功率因數(shù)校正的AC-DC變換器。
背景技術(shù)：
交流變直流電路很多，而エ業(yè)與民用供電一般采用交流供電，以民用為例，我國(guó)為220VAC/50HZ，美洲采用120VAC或110VAC，頻率為60Hz的交流電，而英國(guó)采用240VAC/50HZ，其它國(guó)家和地區(qū)也是各不相同，總體說(shuō)來(lái)，頻率為兩種50Hz或60Hz，工作電壓為IlOV左右以及220V左右，其特點(diǎn)是，電壓(或電流)的幅度的方向隨時(shí)間作周期性變化，如圖I所示。圖I示出的隨時(shí)間按正弦規(guī)律變化的交流電，稱為交變正弦電壓，變化一次所需 要的時(shí)間稱為交變電壓的周期，用T表示，業(yè)界所說(shuō)的220V，是指有效值，其峰值為萬(wàn)倍有效值，即為220FxV2 =311.1F...............................................................式⑴直流電壓(或電流)的大小和方向不隨時(shí)間變化。如用曲線表示電壓，則是和水平時(shí)間軸平行的一條直線，但我們一般把方向不變，但電壓(或電流)的大小隨時(shí)間有所變化的也稱為直流電壓(或電流)。事實(shí)上，エ業(yè)與民用都經(jīng)常需要把交流變成直流，甚至是隔離的直流電，隨著國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)對(duì)用電器的功率因數(shù)的進(jìn)ー步要求，目前，對(duì)消耗功率75W以上的開關(guān)電源都有功率因數(shù)要求，即要求電路的工作電流波形基本和電壓波形相同。目前已有采用功率因數(shù)校正電路解決這ー問(wèn)題，功率因數(shù)校正電路簡(jiǎn)稱為PFC電路，是 Power Factor Correction 的縮寫。注75W數(shù)據(jù)來(lái)源于中國(guó)國(guó)家標(biāo)準(zhǔn)GB17625. 1-1998，名為《低壓電氣及電子設(shè)備發(fā)出的諧波電流限值(設(shè)備每相輸入電流< 16A)》。傳統(tǒng)的BOOST功率因數(shù)校正器已良好地解決這ー問(wèn)題，其工作原理可以參見電子エ業(yè)出版社的《開關(guān)電源的原理與設(shè)計(jì)》第190頁(yè)、191頁(yè)，該書ISBN號(hào)7-121-00211-6。BOOST功率因數(shù)校正器需要使用耐壓高達(dá)輸入交流電峰值以上的電解電容，對(duì)于我國(guó)的220VAC市電，考慮偶爾電壓會(huì)升至264VAC，按式(I)計(jì)算出峰值為373V，需使用耐壓400V以上的電解電容作為BOOST功率因數(shù)校正器的輸出濾波電容；為了獲得良好功率因數(shù)，BOOST功率因數(shù)校正器的輸出電壓一般定在400V上，使用的電解電容一般為450V耐壓。高壓電解電容因?yàn)閴勖仍?，價(jià)格較高，這是BOOST功率因數(shù)校正器的不足之處，再者，由于BOOST功率因數(shù)校正器的輸出電壓已經(jīng)為400V之高，給后續(xù)的第二級(jí)開關(guān)電源電路拓?fù)涞倪x擇帶來(lái)麻煩，如計(jì)算機(jī)輸出電壓為12V、5V以及3. 3V，從400V降到這么低的電壓，需要用高耐壓、大電流、低內(nèi)阻的MOS管作為開關(guān)管。正因?yàn)槿绱?，全球?qū)祲菏焦β室驍?shù)校正器電路研究日益加強(qiáng)。BUCK拓?fù)涫絇FC電路的占空比，由于功率需要和電磁兼容方面考慮，功率電感中的電流都工作在電流連續(xù)模式(CCM)。
如美國(guó)專利公開號(hào)US 2010123448的《C0NTR0LIED ON-TIME BUCK PFC》美國(guó)專利公開說(shuō)明書示出了一種降壓式PFC電路，按其公開的技術(shù)方案，使用了 BUCK電路，PWM方式控制BUCK電路中的開關(guān)，且在輸入脈動(dòng)直流電電壓峰值時(shí)，占空比達(dá)到相對(duì)最大，其它時(shí)間都要小，因?yàn)橹挥羞@樣，電路的消耗電流波形才會(huì)接近輸入電壓波形，才能實(shí)現(xiàn)PFC校正功能。這樣需要BUCK電路中的電感L的電感量就要很大，且該電感L允許的工作電流也要很大，這樣才能確保在高壓輸入下及占空比相對(duì)最大的情況下，該電感不能出現(xiàn)磁飽和，這也就決定了電感L的體積大，繞組的匝與匝、層與層之間的耐壓處理增加不少エ藝與成本。PWM指Pulse Width Modulation，脈沖寬度調(diào)變信號(hào)，包括定頻改變脈沖寬度，和脈沖頻率調(diào)制(PFM :Pulse Frequency Modulation),以及這兩種方式的組合使用，本文所說(shuō)的PWM，指上述的PWM和PFM以及它們的組合方式PWM-PFM。若采用上述美國(guó)專利公開號(hào)US 2010123448的降壓式PFC電路，設(shè)計(jì)成輸出48V直流的PFC電路，其在交流輸入峰值373V時(shí)的占空比D為
1) = -^ = ^ = 0.1287..........................................式⑵
U 加 373這個(gè)占空比為其最大占空比，在交流輸入瞬時(shí)值比峰值373V小的其它時(shí)間里，其占空比D遠(yuǎn)比上述的0. 1287要小，因?yàn)橹挥羞@樣，電路的消耗電流波形才會(huì)接近輸入電壓波形，才能實(shí)現(xiàn)PFC校正功能，其說(shuō)明書中已詳細(xì)說(shuō)明這部份的原理。采用計(jì)算機(jī)使用理想元件模型，仿真出來(lái)的PF值為0.96。對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員來(lái)說(shuō)，最大占空比在0. 13以下，電路的變換效率在同成本下無(wú)法做好的，采用計(jì)算機(jī)使用真實(shí)的元件模型，真實(shí)的元件模型使用市場(chǎng)上能找到的最好的器件，仿真出來(lái)的電路效率不足86%。美國(guó)專利公開號(hào)US 2010123448適合制作輸出電壓較高的電路，如輸出200V，那么最大占空比為0. 53，電路才有可行性，對(duì)于48V這種常用的エ業(yè)總線電壓，它是無(wú)能為カ的，若想得到24V的エ業(yè)總線電壓，美國(guó)專利公開號(hào)US2010123448電路更不能勝任。由于占空比小，整流電路的輸出端都需要接上ー個(gè)0. IuF左右的無(wú)極性、低ESR電容來(lái)平滑“開關(guān)電流”，模擬出和電壓波形盡可能形狀相同的電流波形。而其它的BUCK拓?fù)涫絇FC電路，都存在上述類似問(wèn)題。圖2示出了現(xiàn)有技術(shù)中的BUCK-B00ST PFC電路，可以實(shí)現(xiàn)降壓式PFC電路，整流電路把交流電整流為脈動(dòng)直流電，電路主體由MOS管Q1、電感L、ニ極管D、和輸出濾波電容Cl、以及電壓檢測(cè)控制電路組成，在描述電路拓?fù)鋮?，一般?huì)省去“電壓檢測(cè)控制電路”、電流檢測(cè)器件及其相關(guān)電路。圖2電路的連接關(guān)系為公知技木。其特點(diǎn)為輸出電壓極性反轉(zhuǎn)，在電感L中的電流處于連續(xù)模式(CCM)時(shí)，根據(jù)公知理論，其輸出電壓Uvtjut為Uvout=-J-^Um............................................................式(3)若設(shè)計(jì)成輸出48V直流的PFC電路，在交流輸入峰值373V時(shí)的占空比D為計(jì)算出的0. 114，由于這是用于PFC電路，在交流輸入瞬時(shí)值比峰值373V小的其它時(shí)間里，其占空比D要比上述的0. 114要小，采用計(jì)算機(jī)使用理想元件模型，仿真出來(lái)的PF值為0. 94。因最大占空比在0. 12以下，電路的變換效率在同成本下無(wú)法做好的，圖2電路適合制作輸出電壓較高的電路，如輸出200V，那么最大占空比為0. 349，電路才有一點(diǎn)可行性，對(duì)于48V這種常用的エ業(yè)總線電壓，它是無(wú)能為力的，若想得到24V的エ業(yè)總線電壓，圖2電路更不能勝任。上述的ニ種現(xiàn)有技術(shù)的降壓PFC電路方案都存在固有不足，由于要實(shí)現(xiàn)PFC功能，消耗的電流波形盡可能接近輸入電壓的正弦波形，因此最大占空比受限，由此引發(fā)在輸出48V以下電壓吋，電路的變換效率較低，沒有實(shí)用性。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒如此，本發(fā)明要解決降壓式PFC電路的占空比過(guò)小的問(wèn)題，本發(fā)明提供ー種降壓式PFC電路，其最大占空比不受背景技術(shù)中的式⑵、式(3)所限，可以達(dá)到0.6以上，甚至0. 75以上。本發(fā)明的目的是這樣實(shí)現(xiàn)的，一種降壓式PFC電路，包括整流電路、電壓檢測(cè)控制電路、反激電路；所述的整流電路把交流電整流成脈動(dòng)直流電，電壓檢測(cè)控制電路至少有四 個(gè)端子，第一端子接脈動(dòng)直流電的正極，第二端子接脈動(dòng)直流電的負(fù)極，第三端子輸出PWM控制信號(hào)，最終控制后續(xù)的N-MOS管柵極，第四端子接輸出電壓正輸出端；反激電路包括一只變壓器，一只所述的N-MOS管，一只第一ニ極管，一只第一電容，一只第一電感，一只第二電容，反激電路的連接關(guān)系為，所述變壓器的原邊繞組同名端連接所述的整流電路的輸出脈動(dòng)直流電的正極，所述變壓器的原邊繞組異名端接所述的N-MOS管的漏極，所述的N-MOS管的源極連接所述的輸出電壓正輸出端，所述的輸出電壓正輸出端到所述的輸出電壓負(fù)輸出端之間并聯(lián)所述的第一電容，所述的輸出電壓負(fù)輸出端同時(shí)還連接脈動(dòng)直流電的負(fù)扱，所述的第二電容和所述的第一電感串聯(lián)，串聯(lián)后的兩端子一端連接于所述的N-MOS管的漏扱，另一端連接于所述的輸出電壓負(fù)輸出端，所述的變壓器副邊繞組的異名端連接所述第一二極管的陽(yáng)極，所述第一ニ極管的陰極連接所述的輸出電壓正輸出端，所述的變壓器副邊繞組的同名端連接所述的輸出電壓負(fù)輸出端；所述的第一電感的感量為所述的變壓器原邊漏感感量的一半以下。作為上述技術(shù)方案的改進(jìn)，所述的變壓器副邊增加ー個(gè)第二繞組，同時(shí)電路還增加一只第二ニ極管，一只第三ニ極管，一只第二電感；所述的變壓器副邊第二繞組同名端連接所述的第二ニ極管陽(yáng)極，所述的第二ニ極管陰極連接所述的第二電感一端，所述的第二電感另一端連接所述的輸出電壓正輸出端；所述的第二ニ極管陰極同時(shí)連接所述的第三ニ極管的陰極，所述的第三ニ極管的陽(yáng)極和所述的變壓器副邊第二繞組異名端相連，同時(shí)連接到所述的輸出電壓負(fù)輸出端。本發(fā)明的工作原理為由于用文字描述原理，會(huì)讓本技術(shù)領(lǐng)域人員理解困難，所以，請(qǐng)?jiān)试S使用原理圖，配合電子工程中常用的信號(hào)流向來(lái)說(shuō)明本發(fā)明的工作原理。按上述初始的技術(shù)方案，繪制出來(lái)的原理圖如圖3所示，包括整流電路101、電壓檢測(cè)控制電路102、反激電路103 ;整流電路101把交流電整流成脈動(dòng)直流電，脈動(dòng)直流電的波形如圖4所示，電壓檢測(cè)控制電路102有四個(gè)端子，第一端子201接脈動(dòng)直流電的正極，第二端子202接脈動(dòng)直流電的負(fù)極，第三端子203輸出PWM控制信號(hào)，最終控制后續(xù)的N-MOS管Ql柵極，第四端子204接輸出電壓Vout正輸出端；反激電路103包括一只變壓器B，N-MOS管Ql，ニ極管D，電容Cl，電感LI，電容C2，反激電路103的連接關(guān)系為，變壓器B的原邊繞組同名端連接整流電路101的輸出正極，變壓器B的原邊繞組異名端接N-MOS管Ql的漏極，N-MOS管Ql的源極連接輸出電壓Vout正輸出端，輸出電壓Vout并聯(lián)電容Cl，輸出電壓Vout負(fù)輸出端同時(shí)還連接脈動(dòng)直流電的負(fù)扱，電容C2和電感LI串聯(lián)，串聯(lián)后的兩端子一端連接于N-MOS管Ql的漏極，另一端連接于輸出電壓Vout負(fù)輸出端，變壓器B的副邊繞組的異名端連接ニ極管Dl的陽(yáng)極，ニ極管Dl的陰極連接輸出電壓Vout正輸出端，變壓器B副邊繞組的同名端連接輸出電壓Vout負(fù)輸出端；電感LI的感量為變壓器B原邊漏感感量的一半以下。以下原理分析為了方便，沒有提及電壓檢測(cè)控制電路的功能，僅就基本拓?fù)涞脑磉M(jìn)行了分析。(I) N-MOS 管 Ql 第一次導(dǎo)通當(dāng)N-MOS管Ql第一次導(dǎo)通時(shí)，N-MOS管Ql相當(dāng)于一條導(dǎo)線，這時(shí)電流從整流電路101的輸出正一變壓器B的原邊繞組同名端一變壓器B的原邊繞組異名端一N-MOS管Ql漏極一N-MOS管Ql源極一電容Cl正極一電容Cl負(fù)極一整流電路101的輸出負(fù)，其電流流向 如圖5中虛線301所示。在這個(gè)過(guò)程中，流過(guò)變壓器B的原邊繞組的電流從零開始線性上升，并對(duì)變壓器B的原邊繞組激磁并由變壓器B的原邊繞組儲(chǔ)存能量；這時(shí)變壓器B的副邊繞組感應(yīng)出上負(fù)下正的感應(yīng)電壓，如圖5中符號(hào)標(biāo)識(shí)那樣，這個(gè)感應(yīng)電壓與變壓器B的匝比、原邊繞組電壓有關(guān)，在這個(gè)電壓作用下，ニ極管Dl反偏，不導(dǎo)通。同時(shí)這個(gè)電流對(duì)電容Cl充電，電容Cl和負(fù)載是并聯(lián)的?，F(xiàn)有技術(shù)的拓?fù)湓谶@一過(guò)程無(wú)法對(duì)電容Cl充電。(2) N-MOS 管 Ql 繼而關(guān)斷 當(dāng)N-MOS管Ql第一次導(dǎo)通后，繼而迅速關(guān)斷時(shí)，這時(shí)N-MOS管Ql相當(dāng)于開路，根據(jù)上述初始的技術(shù)方案，電路的連接關(guān)系在變壓器B中為反激形式，這時(shí)，原來(lái)流過(guò)變壓器B的原邊繞組的電流已上升至一定值，電感中的電流無(wú)法突然消失，這個(gè)電流會(huì)從變壓器B的副邊繞組中按原方向向前流動(dòng)；在變壓器B的原邊繞組中，電流是從同名端流向異名端，這時(shí)，變壓器B的原邊繞組中的電流消失，而在變壓器B的副邊繞組中，出現(xiàn)續(xù)流電流，續(xù)流電流是從同名端流向異名端，即由下向上出現(xiàn)電流，如圖6中虛線302所示，這個(gè)電流會(huì)讓ニ極管Dl導(dǎo)通，并對(duì)電容Cl充電。虛線302的電流也同時(shí)對(duì)變壓器B去磁。這是ー個(gè)典型的反激工作過(guò)程，由于變壓器B—定存在漏感，即變壓器B的原邊繞組產(chǎn)生的磁通不能完全被變壓器B的副邊繞組吸收，即變壓器B的原邊繞組中的電流不能完全被副邊繞組續(xù)流，這個(gè)由漏感產(chǎn)生的電流303，由于沒有負(fù)載，會(huì)產(chǎn)生很高的反峰電壓，擊穿N-MOS管Q1，反峰電壓與N-MOS管Ql的輸出電容Coss、電感LI和電容C2有夫，本發(fā)明中設(shè)置電感LI和電容C2正是為了吸收漏感的能量。電流303會(huì)對(duì)N-MOS管Ql的輸出電容Coss充電，同時(shí)經(jīng)電感LI對(duì)電容C2充電。(3) N-MOS 管 Ql 再次導(dǎo)通這個(gè)過(guò)程與上述的(I)很相似，仍然有一個(gè)虛線301所示的激磁電流，同時(shí)多了一個(gè)電流流向電容C2上的電壓經(jīng)過(guò)電感LI，通過(guò)N-MOS管Ql直接向電容Cl充電，如圖7中虛線304所示；而電流303對(duì)N-MOS管Ql的輸出電容Coss充電產(chǎn)生的能量，因N-MOS管Ql再次導(dǎo)通直接發(fā)熱而浪費(fèi)。
本發(fā)明的電路連接方式，帶來(lái)的優(yōu)勢(shì)之一，就是這個(gè)虛線304的電流回路，電流304回收了漏感產(chǎn)生的能量。⑷N-MOS管Ql再次關(guān)斷這個(gè)過(guò)程與上述的(2)相同。從上述工作過(guò)程可以看出，與現(xiàn)有技術(shù)相比，由于PFC的主體電路采用了反激電路，通過(guò)控制變壓器B的匝比，可以良好地控制反激電路的N-MOS管的最大占空比，當(dāng)交流電達(dá)到最大峰值時(shí)，讓N-MOS管的最大占空比達(dá)到最大，如達(dá)到0. 75甚至更高，電路完全可以工作。上述技術(shù)方案的改進(jìn)方案中，加入正激輸出至輸出端，提高了輸出功率而已，屬公知技木，這里不再詳述。
電壓檢測(cè)控制電路的功能把圖4的波形展開，得到圖8中401的波形，電壓檢測(cè)控制電路的第一端ロ、第二端ロ檢測(cè)輸入脈動(dòng)直流電，電壓檢測(cè)控制電路的第四端ロ檢測(cè)輸出電壓，以確保其第三端ロ輸出合適的PWM信號(hào)，以確保PFC主體電路的工作電流為圖8中402所示，采用公知技術(shù)中，在整流電路輸出端并聯(lián)ー只小容量的X電容或高壓無(wú)極性CBB電容，容量根據(jù)PFC電路的功率而定，一般在0. IuF至IuF之間，就可以讓本發(fā)明的電路消耗市電電流波形為圖8中403所示，獲得良好的PFC功能。當(dāng)然，也有在整流電路輸入端并聯(lián)ー只小容量的X電容或高壓無(wú)極性CBB電容，效果相同。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下有益效果綜上分析，在給變壓器B激磁時(shí)，電流流過(guò)電容Cl (負(fù)載與之并聯(lián))，提高了工作效率；由于設(shè)置了電感LI和電容C2，讓變壓器B漏感產(chǎn)生的能量被有效回收，提高了エ作效率；由于本發(fā)明的PFC的主體電路采用了反激電路，當(dāng)交流電達(dá)到最大峰值時(shí)，讓N-MOS管的最大占空比達(dá)到最大，降低了 N-MOS管的開關(guān)損耗，提高了電路的開關(guān)效率，也降低了對(duì)N-MOS管參數(shù)的要求，也降低了生產(chǎn)成本。本發(fā)明的一種降壓式PFC電路，帶來(lái)的最大有益效果是，讓輸出48V以下的PFC電路成為可以實(shí)用化的電路。


圖I為隨時(shí)間按正弦規(guī)律變化的交流電波形圖；圖2為現(xiàn)有技術(shù)BUCK-B00ST PFC電路拓?fù)洌粓D3為本發(fā)明工作原理中使用的原理圖，也是第一實(shí)施例原理圖；圖4為整流電路101輸出的脈動(dòng)直流電波形圖；圖5為N-MOS管導(dǎo)通時(shí)電流流向示意圖；圖6為N-MOS管關(guān)斷時(shí)續(xù)流電流流向示意圖；圖7為N-MOS管再次導(dǎo)通時(shí)電流流向示意圖，以及漏感能量回收示意圖；圖8為本發(fā)明PFC實(shí)際電流和濾波后的電流包絡(luò)示意圖；圖9為本發(fā)明第二實(shí)施例電路圖。
具體實(shí)施例方式第一實(shí)施例圖3示出了第一實(shí)施例的原理圖，在發(fā)明內(nèi)容一節(jié)中已詳細(xì)介紹了其連接關(guān)系與工作原理，不再贅述。這里主要詳細(xì)說(shuō)明一下具體的實(shí)驗(yàn)參數(shù)和實(shí)測(cè)的結(jié)果，圖3的電路設(shè)計(jì)成輸入工作電壓范圍為85VAC 264VAC，輸出75W，輸出電壓為20V的降壓式PFC電路。
整流電路由四只1N4 07組成，N-MOS管Ql選用了常見的IRF740B，電容Cl為3300uF/25V的電解電容，ニ極管Dl采用共陰MBRF20H150直接并聯(lián)，電容C2為6800pF/630V，變壓器B直接選用了標(biāo)準(zhǔn)品
權(quán)利要求
1.一種降壓式PFC電路，其特征在于，包括整流電路、電壓檢測(cè)控制電路、反激電路；所述的整流電路把交流電整流成脈動(dòng)直流電，電壓檢測(cè)控制電路至少有四個(gè)端子，第一端子接脈動(dòng)直流電的正極，第二端子接脈動(dòng)直流電的負(fù)極，第三端子輸出PWM控制信號(hào)，最終控制后續(xù)的N-MOS管柵極，第四端子接輸出電壓正輸出端；反激電路包括一只變壓器，一只所述的N-MOS管，一只第一ニ極管，一只第一電容，一只第一電感，一只第二電容，反激電路的連接關(guān)系為，所述變壓器的原邊繞組同名端連接所述的整流電路的輸出脈動(dòng)直流電的正極，所述變壓器的原邊繞組異名端接所述的N-MOS管的漏極，所述的N-MOS管的源極連接所述的輸出電壓正輸出端，所述的輸出電壓正輸出端到所述的輸出電壓負(fù)輸出端之間并聯(lián)所述的第一電容，所述的輸出電壓負(fù)輸出端同時(shí)還連接脈動(dòng)直流電的負(fù)極，所述的第二電容和所述的第一電感串聯(lián)，串聯(lián)后的兩端子一端連接于所述的N-MOS管的漏扱，另一端連接于所述的輸出電壓負(fù)輸出端，所述的變壓器副邊繞組的異名端連接所述第一ニ極管的陽(yáng)極，所述第一二極管的陰極連接所述的輸出電壓正輸出端，所述的變壓器副邊繞組的同名端連接所述的輸出電壓負(fù)輸出端；所述的第一電感的感量為所述的變壓器原邊漏感感量的一半以下。
2.根據(jù)權(quán)利要求I所述的降壓式PFC電路，其特征在于所述的變壓器副邊增加ー個(gè)第二繞組，同時(shí)電路還增加一只第二ニ極管，一只第三ニ極管，一只第二電感；所述的變壓器副邊第二繞組同名端連接所述的第二ニ極管陽(yáng)極，所述的第二ニ極管陰極連接所述的第ニ電感一端，所述的第二電感另一端連接所述的輸出電壓正輸出端；所述的第二ニ極管陰極同時(shí)連接所述的第三ニ極管的陰極，所述的第三ニ極管的陽(yáng)極和所述的變壓器副邊第二繞組異名端相連，同時(shí)連接到所述的輸出電壓負(fù)輸出端。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種降壓式PFC電路，通過(guò)把反激電路中的N-MOS管的源極接在輸出端的正輸出，并采用第一電感、第二電容串聯(lián)回路作為去磁回路，這樣在反激電路中N-MOS管導(dǎo)通對(duì)變壓器激磁時(shí)，激磁電流可以直接對(duì)負(fù)載供電，在反激電路中N-MOS管關(guān)斷時(shí)，由反激輸出電路對(duì)負(fù)載供電，提高了N-MOS管的工作占空比D，解決了輸出48V以下降壓式PFC電路占空比D過(guò)小的問(wèn)題；且第二電容中的能量在N-MOS管下次導(dǎo)通時(shí)通過(guò)第一電感直接對(duì)負(fù)載放電，提高了電路的工作效率。
文檔編號(hào)H02M1/42GK102761276SQ201210271808
公開日2012年10月31日 申請(qǐng)日期2012年7月31日 優(yōu)先權(quán)日2012年7月31日
發(fā)明者尹向陽(yáng), 王保均 申請(qǐng)人:廣州金升陽(yáng)科技有限公司