本發(fā)明涉及一種諧振變換器。

背景技術(shù)：

熟悉開關(guān)電源的工程師都知道，PWM型開關(guān)穩(wěn)壓電源是一個閉環(huán)控制系統(tǒng)，其基本工作原理就是在輸入電壓、內(nèi)部元器件參數(shù)、外接負載等因素發(fā)生變化時，通過檢測被控制信號與基準(zhǔn)信號的差值，利用此差值調(diào)節(jié)主電路功率開關(guān)器件的導(dǎo)通脈沖寬度，從而改變輸出電壓的平均值，使得開關(guān)電源的輸出電壓保持穩(wěn)定。目前在開關(guān)電源中廣泛使用的控制方式是通過對輸出電壓或電流(功率開關(guān)器件或輸出電感上流過的電流)進行采樣，即形成兩類控制方式：電壓控制模式與電流控制模式。

峰值電流型控制策略與電壓型控制策略為主流的PWM電源控制策略，究其根本二者有什么不同呢？電壓型PWM是指控制器按反饋電壓來調(diào)節(jié)輸出脈寬，峰值電流型PWM是指控制器按反饋電流來調(diào)節(jié)輸出脈寬。

從圖1的電壓型與峰值電流型兩種控制方式的系統(tǒng)框圖可以知道，電壓型控制與電流型控制的不同處是指對反饋信號的取樣不同，電壓型控制以電源的輸出電壓為反饋信號，該反饋信號與給定值的偏差經(jīng)比較器放大后與鋸齒波比較產(chǎn)生控制脈沖；而電流型控制是以高頻變壓器原邊輸出電流為采樣反饋信號組成電流閉環(huán)，以電壓反饋信號組成電壓外環(huán)，電壓外環(huán)的輸出偏差作為電流內(nèi)環(huán)的給定，與電流反饋信號比較產(chǎn)生控制脈沖，電流型PWM是在脈寬比較器的輸入端，直接用流過輸出電感線圈電流的信號與誤差放大器輸出信號進行比較，從而調(diào)節(jié)占空比，使輸出的電感峰值電流跟隨誤差電壓變化而變化。由于結(jié)構(gòu)上有電壓環(huán)、電流環(huán)雙環(huán)系統(tǒng)，因此，無論開關(guān)電源的電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率和瞬態(tài)響應(yīng)特性都有提高，是目前比較理想的PWM控制器。

本文主要就峰值電流型控制進行分析，故以峰值電流型控制方式為主體與電壓型控制進行對比。圖2為檢測輸出電感電流的電流型控制的基本原理框圖。它的主要特點是：將采樣得到的電感電流直接反饋去控制功率開關(guān)的占空比，使功率開關(guān)的峰值電流直接跟隨電壓反饋電路中誤差放大器輸出的信號。

從圖2中可以看出，與單一閉環(huán)的電壓控制模式相比，電流模式控制是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，外環(huán)由輸出電壓反饋電路形成，內(nèi)環(huán)由互感器采樣輸出電感電流形成。在該雙環(huán)控制中，由電壓外環(huán)控制電流內(nèi)環(huán)，即內(nèi)環(huán)電流在每一開關(guān)周期內(nèi)上升，直至達到電壓外環(huán)設(shè)定的誤差電壓閾值。電流內(nèi)環(huán)是瞬時快速進行逐個脈沖比較工作的，并且監(jiān)測輸出電感電流的動態(tài)變化，電壓外環(huán)只負責(zé)控制輸出電壓。因此電流型控制模式具有比起電壓型控制模式大得多的帶寬。

早期的PWM控制器是電壓控制型的，由于工程上對開關(guān)電源電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率以及瞬態(tài)響應(yīng)特性的需求不斷提高，峰值電流型控制慢慢登上了開關(guān)電源界控制策略的舞臺。但是峰值電流型控制在用于大功率場合時，因其電流取樣的損耗較大，因此在大功率開關(guān)電源中，還是使用了傳統(tǒng)的電壓型控制。通過分析可知道，電流型控制模式較電壓型控制模式有以下優(yōu)點：

1)、線性調(diào)整率(電壓調(diào)整率)非常好，這是因為輸入電壓的變化立即反映為電感電流的變化，無須經(jīng)過誤差放大器就能在比較器中改變輸出脈沖寬度，再加上輸出電壓到誤差放大器的控制，使得電壓調(diào)整率更好。由于對輸入電壓的變化和輸出負載的變化的瞬態(tài)響應(yīng)快，故適合于負載快速變化時對響應(yīng)速度要求較高的場所。

2)、雖然電源的L-C濾波電路為二階電路，但增加了電流內(nèi)環(huán)控制后，只有當(dāng)誤差電壓發(fā)生變化時，才會導(dǎo)致電感電流發(fā)生變化。即誤差電壓決定電感電流上升的程度，進而決定功率開關(guān)的占空比。因此，可看作是一個電流源，電感電流與負載電流之間有了一定的約束關(guān)系，使電感電流不再是獨立變量，整個反饋電路變成了一階電路，由于反饋信號電路與電壓型相比，減少了一階，因此誤差放大器的控制環(huán)補償網(wǎng)絡(luò)得以簡化，穩(wěn)定度得以提高并且改善了頻率響應(yīng)特性，可以做出較大的帶寬。

3)、具有瞬時峰值電流限流功能，這是由于受控的電流在上升到設(shè)定值時，會使PWM停止輸出，因此電流型自身具有固有的逐個脈沖限流功能，在電路中不必另外附加限流保護電路；而且這種峰值電感電流檢測技術(shù)可以較精確地限制最大電流，從而使開關(guān)電源中的功率變壓器和開關(guān)管不必有較大的冗余，就能保證可靠工作。

4)、使用峰值電流型控制，簡化了反饋控制補償網(wǎng)絡(luò)、負載限流、磁通平衡等電路的設(shè)計，減少了元器件的數(shù)量和成本，這對提高開關(guān)電源的功率密度，實現(xiàn)小型化，模塊化具有重要的意義。

不對稱半橋反激變換器是一種非常有特點的諧振變換器，它的輸入結(jié)構(gòu)和驅(qū)動方式與不對稱半橋類似，輸出結(jié)構(gòu)和能量傳遞方式與反激類似；穩(wěn)態(tài)輸入/輸出電壓增益與正激類似；功率器件的軟開關(guān)實現(xiàn)與半橋LLC類似。這些類似，使得不對稱半橋反激在穩(wěn)態(tài)方面同時兼顧了不對稱半橋、反激、正激和半橋LLC這四種變換器的優(yōu)點，如：與半橋LLC比較，為定頻控制，但同樣可以實現(xiàn)MOSFET的ZVS和二極管的ZCS；與不對稱半橋比較，電路結(jié)構(gòu)更加簡單；與反激比較，MOSFET可容易實現(xiàn)ZVS，二極管可容易實現(xiàn)ZCS；與正激比較，有類似的穩(wěn)態(tài)增益特性。綜上所述即結(jié)構(gòu)簡單，控制方便，還可利用變壓器的激磁電感、漏感等方便地實現(xiàn)功率器件的軟開關(guān)，進而實現(xiàn)功率級的高效率。

目前不對稱半橋拓撲一般都是應(yīng)用其電壓控制模式，對其電流采樣的研究較少。而電壓控制模式的電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率以及瞬態(tài)響應(yīng)等特性都不及峰值電流控制模式，且無法實現(xiàn)逐周期的過流檢測，在應(yīng)用中受到限制。

一般的峰值電流型控制的電流取樣有兩種形式，一種是通過電流互感器，取樣原邊功率級的電流；另一種是采用電阻取樣電路，這兩種峰值電流采樣方式應(yīng)用于不對稱半橋拓撲的電路如圖3所示，從原理上分析知道，這兩種取樣方式的損耗都很大，都不是無損檢測，而且在大功率場合取樣電流的波形會受到很大的開關(guān)噪聲干擾，嚴重影響了電路的穩(wěn)定性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

為了解決上述問題，本發(fā)明提供一種諧振變換器，能夠解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的一些問題，使得不對稱半橋反激拓撲及其他的諧振拓撲可以不受功率級限制實現(xiàn)峰值電流控制模式。實現(xiàn)電壓調(diào)整率、負載調(diào)整率及動態(tài)響應(yīng)等性能的提升。

為了達到上述目的，本發(fā)明是通過以下技術(shù)措施實現(xiàn)的：

一種諧振變換器，包括不對稱半橋反激拓撲電路102和峰值電流控制系統(tǒng)電路104，不對稱半橋反激拓撲電路102中包括諧振電容Cr；諧振變換器還包括電流取樣電路103；電流取樣電路103通過對諧振電容Cr的電流分流，再將電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號，濾除采樣的負值電流信號后，將電流采樣信號輸出給峰值電流控制系統(tǒng)電路104；峰值電流控制系統(tǒng)電路104將電流采樣信號用于峰值電流控制，并輸出一定占空比的驅(qū)動信號，再通過死區(qū)時間調(diào)節(jié)電路使其輸出互補的具有死區(qū)時間的兩個驅(qū)動信號。

所述的電流取樣電路103包括第一電阻Rs、第一二極管D1和第二電容C2，所述的第一電阻Rs的一端與第二電容C2的一端串聯(lián)，第二電容C2的另一端連接所述的諧振電容Cr的一端，第一電阻Rs的另一端連接諧振電容Cr的另一端，第一二極管D1的陰極連接第一電阻Rs與第二電容C2的串聯(lián)節(jié)點，第一二極管D1的陽極連接第一電阻Rs的另一端；第一電阻Rs與第二電容C2的串聯(lián)節(jié)點輸出電流采樣信號給峰值電流控制系統(tǒng)電路。

優(yōu)選的，電流取樣電路103包括第一電阻Rs、第一二極管D1和第二電容C2，所述的第一電阻Rs的一端與第二電容C2的一端串聯(lián)，第二電容C2的另一端連接所述的諧振電容Cr的一端，第一電阻Rs的另一端連接諧振電容Cr的另一端，第一二極管D1的陽極連接第一電阻Rs與第二電容C2的串聯(lián)節(jié)點，第一二極管D1的陰極輸出電流采樣信號給峰值電流控制系統(tǒng)電路。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下有益效果：

(1)實現(xiàn)不對稱半橋反激及類似拓撲的峰值電流控制模式；

(2)實現(xiàn)低損耗的峰值電流采樣，提高電源的效率；

(3)無需前沿消隱，消除噪聲干擾并提高控制策略的實時性；

(4)采用峰值電流控制模式可以提升帶寬，改善動態(tài)性能。

附圖說明

圖1-1為現(xiàn)有技術(shù)中電壓型控制系統(tǒng)框圖；

圖1-2為現(xiàn)有技術(shù)中峰值電流型控制系統(tǒng)框圖；

圖2為現(xiàn)有技術(shù)中峰值電流型控制原理框圖；

圖3-1為現(xiàn)有技術(shù)中電流互感器取樣電路；

圖3-2為現(xiàn)有技術(shù)中電阻取樣電路；

圖4為本發(fā)明第一實施例的電路的原理圖；

圖5為本發(fā)明第一實施例的實際電流采樣波形；

圖6為本發(fā)明第一實施例的開關(guān)電源電路的環(huán)路相位增益曲線；

圖7為本發(fā)明第二實施例的電路原理圖。

具體實施方式

第一實施例

圖4所示為本發(fā)明第一實施例開關(guān)電源電路的電路原理圖，一種諧振變換器，包括整包括整流濾波電路101、不對稱半橋反激拓撲電路102、電流取樣電路103以及峰值電流控制系統(tǒng)電路104，整流濾波電路101包括整流橋D3、第一電容C1，C1為輸入濾波電容。不對稱半橋反激拓撲電路102包括第一開關(guān)管S1、第二開關(guān)管S2、諧振電容Cr、第一變壓器T1、第二二極管D2、輸出濾波電容Co，電流取樣電路103包括第一電阻Rs、第二電容C2、第一二極管D1,峰值電流控制系統(tǒng)電路包括死區(qū)時間調(diào)節(jié)、峰值電流控制。

所述的整流濾波電路101中整流橋D3有一個正輸出端和負輸出端，第一電容C1的兩端分別連接到整流橋D3的正輸出端和負輸出端，D3的負輸出端接地；S1的柵極連接到D3的正輸出端，S1的源極與S2的漏極相連接，S1的柵極連接到峰值電路控制系統(tǒng)電路的輸出的一個驅(qū)動信號；S2的源極連接到D3的負輸出端，S2的柵極連接到峰值電路控制系統(tǒng)電路的輸出的另一個驅(qū)動信號；第一變壓器T1的原邊繞組同名端連接到第一開關(guān)管S1的源極與第二開關(guān)管S2的漏極之間，第一變壓器T1原邊繞組的異名端與諧振電容Cr的一端連接，諧振電容Cr的另一端接地，第一變壓器T1副邊繞組的異名端連接第二二極管的陽極，第二二極管的陰極連接到電路的正輸出端；所述的電流取樣電路103中：第一電阻Rs的一端與第二電容C2的一端串聯(lián)，C2的另一端連接Cr的一端，Rs的另一端連接Cr的另一端，D1的陰極連接Rs的一端，D1的陽極連接Rs的另一端。

本發(fā)明第一實施例開關(guān)電源電路的的工作原理：

單使用文字描述原理，會讓本技術(shù)領(lǐng)域人員理解困難，所以請允許使用原理圖，配合電子工程中常用的信號流向來說明本發(fā)明的工作原理。

整流濾波電路101中整流橋D3把交流電整流成脈動直流電，經(jīng)過輸入濾波電容將脈動的直流轉(zhuǎn)換成直流電，輸出給不對稱半橋反激拓撲電路102；電流取樣電路103通過對諧振電容Cr的電流分流，再經(jīng)過第一電阻Rs將電流信號轉(zhuǎn)換成電壓信號，第一二極管D1濾除采樣的負值電流信號；峰值電流控制系統(tǒng)電路104將采樣的原邊電流信號用于峰值電流控制，并輸出一定占空比的驅(qū)動信號，再通過死區(qū)時間調(diào)節(jié)電路使其輸出互補的具有死區(qū)時間的兩個驅(qū)動信號。

對于不對稱半橋反激拓撲為現(xiàn)有的已知拓撲，其電路的工作情況及信號流在此不再贅述，可參考燕山大學(xué)碩士論文《具有軟開關(guān)特性的不對稱半橋反激變換器研究》，論文中的第二章第二節(jié)有詳細描述。

由于電流采樣電路與諧振電容Cr并聯(lián)，故根據(jù)二者阻抗進行電流分配，第一電阻Rs將采樣的電流轉(zhuǎn)換成電壓以供控制電路使用。需要說明的是，對不對稱半橋反激拓撲進行峰值電流控制時，采樣的峰值電流為第一開關(guān)管S1的關(guān)斷峰值電流，以此作為峰值電流控制的電流峰值信號，進行占空比控制。當(dāng)諧振電容Cr的電流方向從右向左時，在電流采樣電路的電流方向為先經(jīng)過第二電容C2然后再經(jīng)過第一電阻Rs，此時第一二極管D1反向截止，第一電阻Rs將流過諧振電容Cr上的電流成比例的轉(zhuǎn)換成電壓信號供控制電路使用。當(dāng)諧振電容C認得電流方向從左向右時，在電流采樣電路上的電流方向為先經(jīng)過第一二極管D1，然后再經(jīng)過第二電容C2，此時第一二極管D1正向?qū)?，此時第一電阻Rs兩端的電壓被鉗位在第一二極管的導(dǎo)通電壓。

現(xiàn)依本發(fā)明第一實施例的開關(guān)電源電路技術(shù)方案，去掉整流橋后，制成輸入工作電壓范圍為120VDC～380VDC，輸出電壓為12V，輸出功率為60W的穩(wěn)壓開關(guān)電源樣品。經(jīng)對該實施例的樣品進行測試，得出電流采樣波形如圖5所示。

從圖5可以看出，電流信號的電壓范圍為-0.5V～1V之間，滿足峰值電流控制電路的要求，且因為第一二極管的位置選擇的合適，該峰值電流采樣電路的采樣值不受流過諧振電容Cr電流大小的影響。

所制作的樣品在標(biāo)稱輸入320VDC，滿載60W輸出的條件下進行環(huán)路特性掃描儀測試，得到的環(huán)路相位增益曲線如圖6所示。從圖6可以看出，該變換器的低頻增益很高，輸出電壓的精度可以大幅度提高，且其帶寬也很寬，滿足了產(chǎn)品動態(tài)特性的要求，比現(xiàn)有的普通反激拓撲以及電壓型控制的不對稱半橋反激拓撲性能都高。而且相位裕量與增益裕量很大，帶寬還有提升的空間。

下表是采用傳統(tǒng)方式進行峰值電流取樣電路的系統(tǒng)效率與本專利技術(shù)的峰值電流取樣電路的系統(tǒng)效率的對比數(shù)據(jù)，從數(shù)據(jù)上可以看到本方案的效率明顯要高于傳統(tǒng)的峰值電流取樣電路的效率，這是因為電阻串聯(lián)在電路中的諧振腔內(nèi)，諧振電流每次都經(jīng)過電阻，電阻上的損耗很大。如果做更高功率級的電源時，這個電阻不但損耗變大，其體積也會增加很多，所以在大功率場合根本無法使用電阻進行電流采樣。同樣的采用電流互感器進行峰值電流采樣時，同樣也存在變壓器的磁芯損耗，以及對應(yīng)的二極管及電阻損耗。

表1現(xiàn)有產(chǎn)品與本發(fā)明第一實施例樣品的測試對比表

第二實施例

圖7為本發(fā)明第二實施例電路原理圖，與第一實施例不同的是，二極管D1的連接不同，第一二極管D1的陽極連接第一電阻Rs與第二電容C2的串聯(lián)節(jié)點，第一二極管D1的陰極輸出電流采樣信號給峰值電流控制系統(tǒng)電路。

其它元器件的連接關(guān)系與第一實施例相同，電路原理也相同，在此不再贅述。

值得注意的是，專利中的開關(guān)管采用P-MOS或其他類型開關(guān)管等都屬于對本專利的等效修改、替換或變更。

以上僅是本發(fā)明的部分實施方式，應(yīng)當(dāng)指出的是，上述優(yōu)選實施方式不應(yīng)視為對本發(fā)明的限制，實施例可交叉組合，本發(fā)明的保護范圍應(yīng)當(dāng)以權(quán)利要求所限定的范圍為準(zhǔn)。對于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明的精神和范圍內(nèi)，還可以做出若干改進和潤飾，這些改進和潤飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護范圍。