本發(fā)明涉及一種動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器，尤其是涉及一種基于模塊化多電平逆變器的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)裝置及調(diào)節(jié)方法。

背景技術(shù)：

由于電網(wǎng)用電容量隨時(shí)變化，以及大量的非線性負(fù)載在生產(chǎn)中的應(yīng)用，這些設(shè)備會(huì)向電力系統(tǒng)注入大量的高次諧波，還會(huì)引起電壓波動(dòng)、電壓跌落和中斷等電能質(zhì)量問題，配電變壓器的一次側(cè)電壓波動(dòng)導(dǎo)致配電變壓器二次側(cè)電壓不穩(wěn)定，從而影響用戶的用電質(zhì)量。研究表明，電壓波動(dòng)已成為影響許多用電設(shè)備正常、安全運(yùn)行的電能質(zhì)量問題之一。此外，人們?cè)絹碓蕉嗟氖褂糜?jì)算機(jī)、通信設(shè)備、plc等精密電子設(shè)備處理工作事物，這些負(fù)荷對(duì)系統(tǒng)的干擾非常敏感，任何電能質(zhì)量都可能影響這些負(fù)荷的正常運(yùn)行，造成重大的經(jīng)濟(jì)損失。因此，如何抑制電壓波動(dòng)對(duì)電力用戶的干擾、提高配電系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)電能質(zhì)量，已成為擺在電力研究人員面前十分迫切的問題。

目前，動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器(dynamicvoltagecompensator,dvc)是解決電壓跌落最有效的補(bǔ)償手段之一，而動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器逆變單元的選擇直接影響dvc的補(bǔ)償效果。市場(chǎng)上的動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器的逆變單元主要有如下幾種：

(1)兩電平變換器：拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單但其容量較小，電壓諧波特性差。

(2)多電平箝位式變換器：隨著電平數(shù)的增加，變換器所需的箝位元器件數(shù)量增加，直流側(cè)電壓中點(diǎn)電位易波動(dòng)，控制算法也更復(fù)雜，在實(shí)際應(yīng)用中受到限制。

(3)h橋級(jí)聯(lián)多電平變換器：避免了電容均壓?jiǎn)栴}，但隨著電壓等級(jí)升高，所需移相變壓器的副邊繞組增多，制造成本和難度增大，在功率變換場(chǎng)合需獨(dú)立直流電源，限制了其在某些領(lǐng)域的應(yīng)用。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的就是為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷而提供一種基于模塊化多電平逆變器(modularmultilevelconverter，mmc)的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)裝置及調(diào)節(jié)方法，在補(bǔ)償過程中，dvc的控制系統(tǒng)計(jì)算出所需補(bǔ)償?shù)碾妷悍岛拖辔?，然后通過模塊化多電平逆變器將儲(chǔ)能裝置的直流電能變換成交流電能，輸出相應(yīng)大小和相位的電壓，以補(bǔ)償配電系統(tǒng)的電壓擾動(dòng)對(duì)負(fù)荷的影響。mmc模塊化程度高，易拓展，開關(guān)損耗小且模塊數(shù)越多，輸出電壓波形的正弦程度越高。

本發(fā)明的目的可以通過以下技術(shù)方案來實(shí)現(xiàn)：

一種基于模塊化多電平逆變器的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)裝置，包括相連接的主電路和dsp控制電路，所述的主電路串聯(lián)在電網(wǎng)與敏感負(fù)荷之間，包括相互并聯(lián)連接的儲(chǔ)能單元、mmc逆變單元和電容耦合單元，所述dsp控制電路包括dsp控制芯片以及分別與dsp控制芯片連接的電壓電流采樣電路、顯示輸入電路和保護(hù)電路。

所述的mmc逆變單元的單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中包含上下兩個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂包含串聯(lián)的多個(gè)結(jié)構(gòu)相同的子模塊和一個(gè)橋臂電抗器。

所述的子模塊由兩個(gè)帶有反并聯(lián)二極管的全控型器件構(gòu)成的半橋再并聯(lián)一個(gè)電容組成。

所述的全控型器件包括igbt。

所述的電容耦合單元包括一個(gè)電容和一個(gè)電感。

一種如所述的基于模塊化多電平逆變器的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)裝置的調(diào)節(jié)方法，包括：

(1)dsp控制電路實(shí)時(shí)采樣電網(wǎng)電壓，根據(jù)其與電網(wǎng)額定參考電壓的差額按照補(bǔ)償策略生成補(bǔ)償指令；

(2)對(duì)所述補(bǔ)償指令進(jìn)行調(diào)制，輸出相應(yīng)的補(bǔ)償電壓；

(3)對(duì)所述補(bǔ)償電壓依據(jù)跟蹤策略構(gòu)成閉環(huán)反饋，跟蹤所述補(bǔ)償指令。

所述步驟(1)中，補(bǔ)償策略采用同相補(bǔ)償策略計(jì)算電壓補(bǔ)償量，生成補(bǔ)償指令。

所述步驟(2)中，mmc逆變單元根據(jù)補(bǔ)償指令，采用最近電平逼近的調(diào)制方式控制各子模塊的投入和切出。

所述步驟(3)中，跟蹤策略采用比例諧振控制方法，其傳遞函數(shù)為：

其中，ωc為截止頻率，kp為比例系數(shù)，kin為諧振系數(shù)，ωo為基波角頻率，n為需要調(diào)節(jié)的諧波次數(shù)。

與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明具有以下優(yōu)點(diǎn)：

一、拓?fù)鋬?yōu)勢(shì)：采用mmc型逆變拓?fù)?，其模塊化程度高，易拓展，便于集成，冗余設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，子模塊的開關(guān)頻率與開關(guān)損耗小，且模塊數(shù)越多，輸出電壓波的正弦程度越高，子模塊在每相中的地位相同，開關(guān)器件選擇方便；具有公共的直流母線，能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運(yùn)行，開關(guān)器件選用全控型器件，以便實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。

二、使用功率?。簞?dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器只補(bǔ)償了系統(tǒng)電壓升高或跌落的部分，而不是全部輸入電壓，因此其承擔(dān)的最大功率僅為系統(tǒng)功率的20％左右。

三、補(bǔ)償范圍廣：選用同相補(bǔ)償策略，輸出電壓的幅值最小，相應(yīng)的dvc所需的容量最小，其控制方法簡(jiǎn)單，可以最大化利用補(bǔ)償器的補(bǔ)償范圍，提高直流側(cè)儲(chǔ)能單元的利用率。

四、跟蹤性能好：在控制系統(tǒng)中采用比例諧振控制，可以實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差，同時(shí)具有很好的穩(wěn)態(tài)裕度和暫態(tài)性能。

附圖說明

圖1為高性能動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖；

圖2為mmc單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)示意圖；

圖3為同向補(bǔ)償策略向量圖；

圖4為最近電平逼近調(diào)制方式的調(diào)制原理示意圖；

圖5為比例諧振控制下的系統(tǒng)控制框圖；

其中，1為電網(wǎng)，2為電容耦合，3為mmc逆變單元，4為儲(chǔ)能單元，5為敏感負(fù)荷。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。本實(shí)施例以本發(fā)明技術(shù)方案為前提進(jìn)行實(shí)施，給出了詳細(xì)的實(shí)施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的保護(hù)范圍不限于下述的實(shí)施例。

1、系統(tǒng)組成

如圖1所示，本實(shí)施例提供一種基于模塊化多電平逆變器的動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)裝置，串聯(lián)在電網(wǎng)1與敏感負(fù)荷5之間，主要包括主電路和dsp控制電路，主電路包括儲(chǔ)能單元4、mmc逆變單元3和電容耦合單元2。儲(chǔ)能單元4為補(bǔ)償器提供能量，mmc逆變單元3通過控制開關(guān)器件的通斷輸出符合要求的電壓波形，電容耦合單元2連接電網(wǎng)和dvc，本實(shí)施例中，dvc為mmc逆變單元，電容耦合單元2將mmc逆變單元3產(chǎn)生的補(bǔ)償電壓udvr注入到系統(tǒng)中，抑制系統(tǒng)電壓usys波動(dòng)對(duì)負(fù)荷的影響，保障敏感負(fù)荷uload的穩(wěn)定。

dsp控制電路包括dsp控制芯片以及分別與dsp控制芯片連接的電壓電流采樣電路、顯示輸入電路和保護(hù)電路。電壓電流采樣電路主要是對(duì)電網(wǎng)電壓瞬時(shí)值檢測(cè)，為控制策略提供所需信息；保護(hù)電路主要是過壓、欠壓、過流等信號(hào)的檢測(cè)，用于保護(hù)高性能的可逆調(diào)節(jié)動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器的功率器件；顯示輸入電路為外圍電路，用于顯示和參數(shù)設(shè)定。

mmc逆變單元3采用了模塊化多電平結(jié)構(gòu)，mmc逆變單元3的單相拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖2所示。udc為直流母線電壓；o為直流側(cè)零電位點(diǎn)，單相模塊化多電平結(jié)構(gòu)包含上下兩個(gè)橋臂，每個(gè)橋臂均由n個(gè)結(jié)構(gòu)相同的子模塊sm和一個(gè)橋臂電抗器l1串聯(lián)而成；ip、in分別為上、下橋臂的電流值；iao為逆變單元的輸出電流，mmc通過控制子模塊的投入和切除得到所需要的輸出電壓uao。子模塊結(jié)構(gòu)見圖2的右小圖，它由兩個(gè)igbt構(gòu)成的半h橋和一個(gè)電容并聯(lián)而成，uc為子模塊電容電壓。

逆變器部分采用了模塊化多電平結(jié)構(gòu)，這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)具有多種優(yōu)勢(shì)：(1)mmc的模塊化程度高，易拓展，便于集成，冗余設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單。(2)子模塊在每相中的地位相同，開關(guān)器件選擇方便。(3)三相模塊化多電平變換器具有公共的直流母線，能夠?qū)崿F(xiàn)四象限運(yùn)行，開關(guān)器件選用全控型器件，以便實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)。(4)mmc的輸出電壓諧波含量低，模塊數(shù)越多，輸出電壓波形的正弦程度越高，且開關(guān)損耗比較小。

2、工作原理

上述動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償裝置的調(diào)節(jié)工作原理如下：實(shí)時(shí)跟蹤電網(wǎng)的電壓，當(dāng)電網(wǎng)電壓跌落時(shí)，利用合適的補(bǔ)償策略計(jì)算出所需的電壓補(bǔ)償量，而后控制mmc逆變單元3器件的導(dǎo)通和關(guān)斷，輸出相應(yīng)的電壓波形。其電壓補(bǔ)償原理由圖1可得：

uload＝usys+udvr(1)

由式(1)可知，當(dāng)輸入電壓usys降落δu時(shí)，mmc變換器通過耦合電容補(bǔ)償δu，從而維持負(fù)載側(cè)電壓不變，而當(dāng)輸入電壓usys升高δu時(shí)，通過mmc變換器反相補(bǔ)償電壓δu，依然維持負(fù)載電壓的穩(wěn)定。由此可知，該動(dòng)態(tài)電壓調(diào)節(jié)器通過控制變換器，使能量在負(fù)載和電網(wǎng)之間循環(huán)流動(dòng)，進(jìn)而保持輸出電壓不變。且動(dòng)態(tài)電壓補(bǔ)償器只補(bǔ)償了系統(tǒng)電壓升高或跌落的部分，而不是全部輸入電壓，因此其承擔(dān)的最大功率僅為系統(tǒng)功率的20％左右。

3、控制策略

(1)補(bǔ)償策略

補(bǔ)償策略的選取要考慮補(bǔ)償能力和補(bǔ)償效果兩方面，合適的補(bǔ)償策略能夠有效地提高補(bǔ)償器的補(bǔ)償性能。目前，補(bǔ)償器的補(bǔ)償策略主要有3種：完全補(bǔ)償、最小能量補(bǔ)償和同相補(bǔ)償。完全補(bǔ)償策略能夠補(bǔ)償電壓幅值和相位，但輸出電壓和功率不可控，因此在實(shí)際中應(yīng)用較少。最小能量補(bǔ)償策略的直流電壓利用率最高，但輸出電壓幅值較大，易引起系統(tǒng)相位偏移，控制復(fù)雜。同相補(bǔ)償策略能夠補(bǔ)償電壓幅值但不能補(bǔ)償相位，控制方法簡(jiǎn)單，系統(tǒng)電壓的頻率特性一般較為穩(wěn)定，不會(huì)出現(xiàn)較大的波動(dòng)，所以選用幅值補(bǔ)償能力強(qiáng)，實(shí)際應(yīng)用廣泛的同相補(bǔ)償策略，其向量圖見圖3。

相量圖以電流相位為基準(zhǔn)，i為負(fù)載電流，uload為波動(dòng)前負(fù)載電壓，usys為跌落后電網(wǎng)電壓，udvr為補(bǔ)償器輸出的電壓，umax為補(bǔ)償器最大補(bǔ)償電壓值，θ為電網(wǎng)電壓的波動(dòng)角度，ψ為跌落前的系統(tǒng)功率因數(shù)角。補(bǔ)償電壓與跌落后的電網(wǎng)電壓同相位，有效值大小為

udvr＝uload-usys(4)

由此可以看出，該方法僅將波動(dòng)后電壓的幅值恢復(fù)至額定電壓，不改變電壓相位。與其他補(bǔ)償策略相比，同向補(bǔ)償輸出電壓的幅值最小，相應(yīng)的dvc所需的容量最小。其控制方法最簡(jiǎn)單，可以最大化利用補(bǔ)償器的補(bǔ)償范圍，提高直流側(cè)儲(chǔ)能單元的利用率。這種補(bǔ)償策略適用于對(duì)電壓幅值要求高而對(duì)相位不敏感的電網(wǎng)負(fù)荷。

(2)調(diào)制策略

mmc的調(diào)制策略就是如何通過控制子模塊的投入和切出使得輸出的交流電壓逼近調(diào)制波。模塊化多電平逆變器所采用的調(diào)制方式主要集中在以下兩大類：一類是基于載波的pwm調(diào)制方式，另一類是階梯波調(diào)制方式，包括空間矢量調(diào)制方式和最近電平逼近調(diào)制方式(nearestlevelmodulation，nlm)。而最近電平逼近調(diào)制方式適用于電平數(shù)比較多的場(chǎng)合。

本發(fā)明使用最近電平逼近方式。對(duì)于圖2，mmc的每相子模塊數(shù)為2n，即上下橋臂各有n個(gè)子模塊。每個(gè)子模塊的平均電壓約為udc/n。每相投入狀態(tài)的子模塊數(shù)為n個(gè)。該mmc能輸出的最大電平數(shù)為n+1。

根據(jù)公式推導(dǎo)，每相的交流側(cè)輸出電壓表達(dá)式為：

其中uan為下橋臂電壓，upa為上橋臂電壓，ua為交流側(cè)逆變輸出電壓。根據(jù)公式(5)可計(jì)算出mmc不同子模塊導(dǎo)通情況下的輸出電平。

mmc逆變單元采用最近電平逼近調(diào)制方式輸出相應(yīng)的補(bǔ)償電壓，最近電平逼近調(diào)制方式的思路是，根據(jù)任意時(shí)刻調(diào)制波的幅值，采用四舍五入的方法選取與之最近的輸出電平，取其相應(yīng)的各橋臂投入子模塊數(shù)。最近電平逼近調(diào)制方式的調(diào)制原理如圖4所示，最近電平逼近調(diào)制方式輸出電平與調(diào)制波幅值的誤差控制在±uc/2?？梢钥闯?，如果這n個(gè)子模塊由上下兩橋臂平均分?jǐn)偅瑒t輸出的電壓為0。隨著調(diào)制波的幅值從零開始升高，下橋臂投入子模塊數(shù)將會(huì)增加，上橋臂子模塊數(shù)則會(huì)相應(yīng)減少，使得該相的輸出跟隨調(diào)制波的升高而升高。反之，當(dāng)調(diào)制波幅值下降時(shí)，則上橋臂投入子模塊數(shù)目增加，下橋臂投入的子模塊數(shù)則減少。

令上橋臂投入子模塊數(shù)為nup，下橋臂投入子模塊數(shù)為ndown，則有：

nup＝n/2-round(us/uc)(6)

ndown＝n/2+round(us/uc)(7)

式中，round(x)為取與x最近的整數(shù)。

受子模塊數(shù)的限制，nup≥0，ndown≤n。若調(diào)制波us過大，則按照式(6)、(7)，會(huì)導(dǎo)出nup＜0，ndown＞n，此時(shí)只能取相應(yīng)的邊界值，最近電平逼近調(diào)制方式已無法將輸出電壓與調(diào)制波電壓值差控制在±uc/2，這種情況稱最近電平逼近調(diào)制方式進(jìn)入過調(diào)制。

(3)動(dòng)態(tài)電壓跟蹤

實(shí)現(xiàn)dvc輸出電壓的準(zhǔn)確跟蹤是dvc的一個(gè)重要技術(shù)，dvc既要有快速的動(dòng)態(tài)響應(yīng)又要保證穩(wěn)定的電壓精度，還要能夠針對(duì)不同類型的負(fù)載甚至非線性負(fù)載的諧波電壓進(jìn)行補(bǔ)償，這些都和dvc的控制器設(shè)計(jì)緊密相關(guān)。

本發(fā)明采用比例諧振控制(簡(jiǎn)稱pr控制)方法。在特定某一頻率下，該控制器具有無限大的增益，因此可以實(shí)現(xiàn)零穩(wěn)態(tài)誤差，同時(shí)具有很好的穩(wěn)態(tài)裕度和暫態(tài)性能。將pr控制器用于dvc的控制系統(tǒng)中，可在兩相靜止坐標(biāo)系下對(duì)電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，簡(jiǎn)化控制過程中的坐標(biāo)變換，消除電流dq軸分量之間的耦合關(guān)系。此外，應(yīng)用pr控制器，易于實(shí)現(xiàn)低次諧波補(bǔ)償，這些都有助于簡(jiǎn)化控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)。

針對(duì)理想pr控制器帶寬較窄的問題，加入直流補(bǔ)償器的截止頻率ωc，考慮到研究對(duì)象單相dvc是由三相四線制系統(tǒng)等效而來，為了進(jìn)一步拓寬pr控制器的頻帶，還需要采用多重pr控制器，其傳遞函數(shù)為：

其中，截止頻率ωc與系統(tǒng)的頻率帶寬成正比。比例系數(shù)kp影響系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，基波諧振系數(shù)ki控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)精度，ωo為基波角頻率。n為需要調(diào)節(jié)的諧波次數(shù)；kin為諧振系數(shù)。將改進(jìn)的pr控制器用于dvc的動(dòng)態(tài)電壓跟蹤控制系統(tǒng)中，得到系統(tǒng)的控制框圖如圖5所示，其控制方程為：

在設(shè)計(jì)諧振系數(shù)時(shí)，kin越大，控制器對(duì)基波的跟蹤效果和對(duì)n次諧波的響應(yīng)速度和補(bǔ)償效果越好；但kin也不宜過大，否則各諧振控制器之間會(huì)相互影響。

與基于dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的pi控制相比，pr控制一方面可以實(shí)現(xiàn)對(duì)交流輸入的無靜差控制，同時(shí)具有很好的穩(wěn)態(tài)裕度和暫態(tài)性能；另一方面可在兩相靜止坐標(biāo)系下對(duì)電壓進(jìn)行調(diào)節(jié)，簡(jiǎn)化控制過程中的坐標(biāo)變換。

以上詳細(xì)描述了本發(fā)明的較佳具體實(shí)施例。應(yīng)當(dāng)理解，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員無需創(chuàng)造性勞動(dòng)就可以根據(jù)本發(fā)明的構(gòu)思作出諸多修改和變化。因此，凡本技術(shù)領(lǐng)域中技術(shù)人員依本發(fā)明的構(gòu)思在現(xiàn)有技術(shù)的基礎(chǔ)上通過邏輯分析、推理或者有限的實(shí)驗(yàn)可以得到的技術(shù)方案，皆應(yīng)在由權(quán)利要求書所確定的保護(hù)范圍內(nèi)。