專利名稱：空頻分組碼檢測(cè)方法和裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其指一種空頻分組碼檢測(cè)方法和裝置。

背景技術(shù)：
目前，在寬帶無線通信中，多數(shù)情況下，信道中都存在多徑時(shí)延擴(kuò)展的現(xiàn)象。而多徑MIMO(Multiple Input Multiple Output，多輸入多輸出)信道中，由于ISI(Intersymbol Interference，符號(hào)間干擾)的影響，導(dǎo)致多徑MIMO信道技術(shù)難以適用?，F(xiàn)有技術(shù)中在時(shí)域?qū)笽SI，是在發(fā)端采用空時(shí)編碼，或者在接收端采用空時(shí)均衡，但是時(shí)域技術(shù)復(fù)雜度較高。OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用)是單天線系統(tǒng)中發(fā)展起來的一種對(duì)抗ISI的有效技術(shù)，將OFDM應(yīng)用到MIMO系統(tǒng)中，可降低系統(tǒng)的復(fù)雜度。
在多徑MIMO信道中，為了獲得盡可能多的分集，需要在MIMO-OFDM(Multiple Input Multiple Output-Orthogonal Frequency Division Multiplexing，多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用)系統(tǒng)中采用空時(shí)編碼、空頻編碼或者空時(shí)頻編碼技術(shù)。其中，空頻碼是同時(shí)在空間和頻率上對(duì)信號(hào)進(jìn)行編碼，使用的編碼可以采用分組碼。
在采用空頻分組碼的多徑MIMO-OFDM中，特別是高速通信的UWB(Ultra Wide Band，超寬帶)中，由于可分辨徑較多，信道的時(shí)延擴(kuò)展相對(duì)較大，因此頻域相鄰子載波之間的相關(guān)性變?nèi)?。而現(xiàn)有技術(shù)中的檢測(cè)算法假設(shè)同一個(gè)分組內(nèi)的信道是完全相關(guān)的不變信道，檢測(cè)中會(huì)出現(xiàn)error floor(誤差平底)，性能較差。
現(xiàn)有技術(shù)中正交空頻分組碼應(yīng)用于MIMO-OFDM系統(tǒng)，設(shè)子載波數(shù)P是p的q倍，P＝pq，每個(gè)OFDM符號(hào)發(fā)送P＝Pq個(gè)符號(hào)。P個(gè)符號(hào)分為q組，一組p個(gè)符號(hào)。每組都采用正交碼編碼為p×m的矩陣，q個(gè)編碼矩陣相續(xù)拼接為P×m的空頻矩陣，而后空頻矩陣的每一列IFFT(Inverse Fast FourierTransform，快速傅里葉逆變換)，添加循環(huán)前綴后在相應(yīng)的天線上發(fā)送。例如發(fā)送天線數(shù)m＝4，則正交矩陣為 4個(gè)天線發(fā)送的SFBC(Space-Frequency Block Coding，空頻分組碼)如圖1所示，每一列的4個(gè)符號(hào)都在相鄰的4個(gè)子載波上發(fā)送，不同列在不同天線上發(fā)送，這種方式需要4個(gè)相鄰子載波的信道保持基本不變。
現(xiàn)有技術(shù)中的空頻分組碼采用Almouti的具有線性復(fù)雜度的簡(jiǎn)化最大似然算法，分集合并后進(jìn)行檢測(cè)。以兩個(gè)發(fā)送天線的SFBC-OFDM系統(tǒng)為例，如圖2所示，圖2為現(xiàn)有技術(shù)SFBC-OFDM系統(tǒng)發(fā)送端的結(jié)構(gòu)示意圖。首先，采用卷積碼對(duì)信號(hào)進(jìn)行信道編碼、交織，交織后再進(jìn)行SFBC編碼，目的是為了能夠充分獲取所有分集。因?yàn)槿绻贿M(jìn)行信道編碼、交織，而只進(jìn)行SFBC編碼，則只能獲得空間分集；如果采用卷積碼進(jìn)行信道編碼、交織，調(diào)制后的符號(hào)在OFDM子載波上分布，可獲得頻率分集。所以結(jié)合信道編碼和SFBC編碼才獲得了完全分集。
發(fā)送端采用2個(gè)發(fā)送天線，2K個(gè)子載波的OFDM，于是一個(gè)OFDM間隔內(nèi)發(fā)送的符號(hào)是一個(gè)2×2K的矩陣S，其中行對(duì)應(yīng)2個(gè)發(fā)送天線，列對(duì)應(yīng)2K個(gè)子載波。發(fā)送端將2K個(gè)子載波分為K個(gè)子帶，每個(gè)子帶包括相鄰的兩個(gè)子載波，于是S被分割成K個(gè)2×2的矩陣 S＝[S1，…，SK](1) 若每個(gè)子帶內(nèi)兩個(gè)子載波的帶寬遠(yuǎn)小于信道的相關(guān)帶寬，那么同一子帶內(nèi)子載波上的信道系數(shù)有強(qiáng)的相關(guān)性。
調(diào)制數(shù)據(jù)流解復(fù)用后分為K個(gè)子塊，每塊兩個(gè)調(diào)制符號(hào)。第k塊的符號(hào)為xk＝[xk(1)，xk(2)]T，經(jīng)過SFBC編碼后在第k個(gè)子帶上發(fā)送。這樣，xk編碼后得出S矩陣的第k個(gè)子塊Sk SFBC編碼后的數(shù)據(jù)經(jīng)組幀，并通過IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里葉逆變換)后在不同的天線上發(fā)送。
假設(shè)信號(hào)經(jīng)過的UWB信道長(zhǎng)度為L(zhǎng)，若出現(xiàn)信道長(zhǎng)度不等的情況，則可補(bǔ)零使之相等。第j個(gè)發(fā)送天線到第i個(gè)接收天線的等效低通沖擊響應(yīng)表示為離散時(shí)間向量

那么第j個(gè)發(fā)送天線到第i個(gè)接收天線第1個(gè)子載波上的信道增益Hi，j(l)為 第1個(gè)子載波上的頻率響應(yīng)可表為矩陣H(l)。若接收天線個(gè)數(shù)為1，那么第k個(gè)子帶接收到的信號(hào)為 其中nk(1)，nk(2)為實(shí)部虛部方差都為σ2的復(fù)噪聲。對(duì)(5)式取復(fù)共軛并與(4)式合寫成矢量形式得到 若信道在一個(gè)子帶內(nèi)保持不變，那么Hk是正交矩陣 (7)式中該發(fā)送符號(hào)的檢測(cè)可采用Almouti檢測(cè)算法將符號(hào)分離開來進(jìn)行檢測(cè)。但是在UWB信道中，由于信道有較大的時(shí)延擴(kuò)展，信道在一個(gè)子帶內(nèi)會(huì)存在一定程度的變化，于是有 式中由此可看出Hk不再是正交矩陣，若采用Almouti檢測(cè)算法將符號(hào)分離開來進(jìn)行檢測(cè)會(huì)帶來性能損失，導(dǎo)致誤比特率出現(xiàn)error floor。因?yàn)椋珹lmouti算法需要同一分組碼中符號(hào)對(duì)應(yīng)的相鄰子載波信道保持不變，但是在多徑時(shí)延擴(kuò)展嚴(yán)重的UWB信道中，相鄰子載波的對(duì)應(yīng)信道通常是變化的，而且UWB信道的頻率選擇性非常嚴(yán)重，相鄰子載波之間的信道頻率響應(yīng)變化很大，所以若在UWB信道中采用Almouti算法會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重的error floor?，F(xiàn)有技術(shù)中一種采用并行和串行干擾消除進(jìn)行檢測(cè)的方法，對(duì)輸出信號(hào)進(jìn)行干擾消除，再進(jìn)行譯碼，因此降低了譯碼符號(hào)中的干擾，能夠較大的降低error floor，提高檢測(cè)性能，但是其檢測(cè)結(jié)果直接對(duì)信號(hào)進(jìn)行硬判決，損失了信號(hào)幅度中包含的可靠性信息。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明實(shí)施例提供一種空頻分組碼檢測(cè)方法和裝置，以解決現(xiàn)有技術(shù)中采用空頻分組碼進(jìn)行檢測(cè)時(shí)，會(huì)導(dǎo)致嚴(yán)重error floor的問題。
本發(fā)明實(shí)施例提供了一種空頻分組碼檢測(cè)方法，包括 對(duì)接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的初始概率信息，所述初始概率信息包括初始概率、均值和方差； 對(duì)所述各發(fā)送符號(hào)的初始概率進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率； 根據(jù)所述各發(fā)送符號(hào)的概率獲取所述各發(fā)送符號(hào)的最大似然比； 根據(jù)所述各發(fā)送符號(hào)的最大似然比對(duì)所述各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。
本發(fā)明實(shí)施例還提供了一種空頻分組碼檢測(cè)裝置，包括 概率計(jì)算單元，用于對(duì)接收信號(hào)的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率； 最大似然比獲取單元，用于根據(jù)各符號(hào)的概率獲取各發(fā)送符號(hào)的最大似然比；和 檢測(cè)單元，用于根據(jù)所述各發(fā)送符號(hào)的最大似然比，對(duì)所述各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。
與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明實(shí)施例通過采用高斯近似得到各發(fā)送符號(hào)的初始概率信息，對(duì)各發(fā)送符號(hào)的初始概率進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率，再根據(jù)各發(fā)送符號(hào)的概率計(jì)算各發(fā)送符號(hào)的最大似然比，對(duì)各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行判決，與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明實(shí)施例降低了在UWB信道中的error floor，提高了系統(tǒng)性能，而且本發(fā)明實(shí)施例的檢測(cè)方法具有較低的復(fù)雜度。



圖1是現(xiàn)有技術(shù)中發(fā)送SFBC的示意圖； 圖2為現(xiàn)有技術(shù)中SFBC-OFDM系統(tǒng)發(fā)送端的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖3是本發(fā)明實(shí)施例一種空頻分組碼檢測(cè)方法的流程示意圖； 圖4是本發(fā)明實(shí)施例格雷映射的星座圖； 圖5是本發(fā)明實(shí)施例非格雷映射的星座圖； 圖6是本發(fā)明實(shí)施例SFBC-OFDM系統(tǒng)接收端的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖7是本發(fā)明實(shí)施例一種空頻分組碼檢測(cè)裝置的結(jié)構(gòu)示意圖； 圖8是本發(fā)明實(shí)施例CM1信道下的性能比較示意圖； 圖9是本發(fā)明實(shí)施例CM2信道下的性能比較示意圖； 圖10是本發(fā)明實(shí)施例CM3信道下的性能比較示意圖； 圖11是本發(fā)明實(shí)施例CM4信道下的性能比較示意圖； 圖12是本發(fā)明實(shí)施例CM1信道下的迭代性能比較示意圖； 圖13是本發(fā)明實(shí)施例CM2信道下的迭代性能比較示意圖； 圖14是本發(fā)明實(shí)施例CM3信道下的迭代性能比較示意圖； 圖15是本發(fā)明實(shí)施例CM4信道下的迭代性能比較示意圖。

具體實(shí)施例方式 下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例進(jìn)行詳細(xì)說明。
圖3是本發(fā)明實(shí)施例一種空頻分組碼檢測(cè)方法的流程示意圖，如圖3所示，包括以下步驟 步驟301，對(duì)接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率信息，該概率信息包括初始概率、均值和方差。
對(duì)(6)式中的接收矢量rk進(jìn)行如下處理，在(6)式兩邊同乘以HkH得 (9)式可分寫成兩式得到 (10)式中

實(shí)部虛部方差都為(|H1(2k-1)|2+|H2(2k-1)|2)σ2，(11)式中

實(shí)部、虛部方差都為(|H1(2k)|2+|H2(2k)|2)σ2。若采用最大似然準(zhǔn)則檢測(cè)，則需要聯(lián)合(10)、(11)兩式，采用窮舉法對(duì)xk(1)和xk(2)同時(shí)進(jìn)行檢測(cè)，在星座較大時(shí)檢測(cè)的復(fù)雜度較高。但是由于通常情況下ek1＜＜ck1，ek2＜＜ck2，因此在(10)式中將ek1xk(2)視為噪聲對(duì)xk(1)進(jìn)行檢測(cè)，同樣在(11)式中將ek2xk(1)視為噪聲對(duì)xk(2)進(jìn)行檢測(cè)，如此一來，對(duì)xk(1)和xk(2)的檢測(cè)則可分離開來進(jìn)行，在星座較大時(shí)降低檢測(cè)的復(fù)雜度。
若xk中的符號(hào)采用格雷映射的QPSK(Quaternary Phase Shift Keying，四相移相鍵控)。圖4為本發(fā)明實(shí)施例格雷映射的星座圖，如圖4所示，實(shí)部虛部幅度都為±1。采用(10)式檢測(cè)xk(1)，(11)式檢測(cè)xk(2)。而對(duì)于圖4所示的格雷映射方式，又可進(jìn)一步分離xk(1)，xk(2)的實(shí)部虛部進(jìn)行檢測(cè)。由yk(1)的實(shí)部檢測(cè)xk(1)的第一個(gè)比特，yk(1)的虛部檢測(cè)xk(1)的第二個(gè)比特；由yk(2)的實(shí)部檢測(cè)xk(2)的第一個(gè)比特，yk(2)的虛部檢測(cè)xk(2)的第二個(gè)比特。
在(10)式中，對(duì)xk(1)形成干擾的有效噪聲為設(shè)xk(2)的均值為E(xk(2))＝ER(xk(2))+jEI(xk(2))，其中ER(xk(2))為實(shí)部的均值，EI(xk(2))為虛部的均值，將ER(xk(2))和EI(xk(2))的初值都設(shè)為0；xk(2)的方差為Var(xk(2))＝VarR(xk(2))+VarI(xk(2))，同樣的，VarR(xk(2))為實(shí)部的方差，VarI(xk(2))為虛部的方差，將VarR(xk(2))和VarI(xk(2))的初值都設(shè)為1。將xk(2)的實(shí)部和虛部都近似為具有相同均值和方差的高斯分布。于是xk(1)的第一個(gè)比特為0和1的概率可由yk(1)的實(shí)部計(jì)算得到，如下 其中， 為第一個(gè)比特發(fā)送0時(shí)yk(1)實(shí)部為x的概率密度； 為第一個(gè)比特發(fā)送1時(shí)yk(1)實(shí)部為x的概率密度。
由于xk(2)的概率未知，xk(2)實(shí)部、虛部的初始均值都為0，方差都為1。因此，可得到xk(1)第二個(gè)比特為0和1的概率如下 得到上述(12)、(13)、(16)、(17)式的概率后，則可計(jì)算出第一個(gè)符號(hào)的均值和方差分別為 E(xk(1))＝1-2pk1，1(0)+j(1-2pk1，2(0))(18) VarR(xk(1))＝4pk1，1(0)(1-pk1，1(0)) (19) VarI(xk(1))＝4pk1，2(0)(1-pk1，2(0)) (20) 得到第一個(gè)符號(hào)實(shí)部和虛部的均值方差后，可將該均值和方差代入(11)式計(jì)算xk(2)的概率，再根據(jù)該概率計(jì)算出xk(2)的均值和方差，xk(2)的概率計(jì)算與(12)～(17)式類似，只須將xk(2)與xk(1)互換，yk(1)與yk(2)互換，

與

互換，ck1與ck2互換。即xk(2)的第一個(gè)比特為0和1的概率分別為 其中， 為第二個(gè)比特發(fā)送0時(shí)yk(2)實(shí)部為x的概率密度； 為第二個(gè)比特發(fā)送1時(shí)yk(2)實(shí)部為x的概率密度。
從而得到xk(2)第二個(gè)比特為0和1的概率分別為 步驟302，對(duì)各發(fā)送符號(hào)的初始概率進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率。
得到上述(21)～(26)式中xk(2)的概率、均值和方差后，再將xk(2)的均值和方差代入(10)式中進(jìn)一步更新xk(1)的概率、均值和方差，將更新后xk(1)的均值和方差代入(11)式更新xk(2)的概率、均值和方差。如此迭代更新幾次，待xk(1)和xk(2)概率穩(wěn)定后，即可得到xk(1)和xk(2)每個(gè)比特分別為0和1的概率。若每一個(gè)接收信號(hào)都按(1)式中S矩陣的安排位于相鄰子載波，由于ek1、ek2都很小，算法很快就能收斂，通常兩次迭代就能使概率達(dá)到穩(wěn)定，有較低的復(fù)雜度。
上述實(shí)施例為信號(hào)星座采用格雷映射的檢測(cè)過程中的迭代計(jì)算方法，若信號(hào)星座采用圖5所示的非格雷映射方式，則上述實(shí)施例中實(shí)部和虛部分離的概率計(jì)算方法不再成立。因?yàn)閳D4所示的格雷映射星座圖，第一個(gè)比特由接收信號(hào)的實(shí)部決定，第二個(gè)比特由接收信號(hào)的虛部決定，因此計(jì)算發(fā)送比特的概率信息，可按實(shí)部、虛部分離的方法進(jìn)行，而圖5所示的非格雷映射星座圖中，不同的發(fā)送比特和接收信號(hào)的實(shí)部、虛部之間的映射關(guān)系不是固定的，因而也就無法采用上述實(shí)施例中實(shí)部和虛部分離的計(jì)算方法來計(jì)算非格雷映射的概率信息。需要進(jìn)行如下修改將xk(2)的概率初始化為 p2(00)＝p2(01)＝p2(10)＝p2(11)＝1/4(27) 于是，初始均值和方差為 E(xk2(2))＝0+j0(28) VarR(xk2(2))＝VarI(xk2(2))＝1 (29) 在發(fā)送的xk(1)對(duì)應(yīng)比特為00、01、10、11的條件下，收到y(tǒng)k(1)的概率密度為
其中v取值范圍為00、01、10、11，

表示v對(duì)應(yīng)的星座點(diǎn)。于是在接收到y(tǒng)k(1)的條件下，發(fā)送的xk(1)對(duì)應(yīng)比特為v的概率為 (31)式中的

為發(fā)送的xk(1)對(duì)應(yīng)比特分別為00、01、10、11的條件下，收到y(tǒng)k(1)的概率密度求和，也即則xk(1)的均值和方差分別為
Var(xk(1))＝S-|E(xk(1))|2(33) 式(33)中的S為星座的平均能量。得到xk(1)的概率、均值和方差后可將這些概率、均值和方差代入(11)-(17)式中計(jì)算xk(2)的概率、均值和方差。同樣計(jì)算中須將xk(2)與xk(1)，yk(1)與yk(2)，

與

互換及ck1與ck2互換，即在發(fā)送的xk(2)對(duì)應(yīng)比特為00、01、10、11的條件下收到y(tǒng)k(2)的概率密度為
于是在接收到y(tǒng)k(2)的條件下，發(fā)送的xk(2)對(duì)應(yīng)比特為v的概率為 則xk(2)的均值和方差分別為
Var(xk(2))＝S-|E(xk(2))|2(37) 得到xk(2)的概率、均值和方差后，再將該些概率、均值和方差代入(10)式及(12)-(17)式中進(jìn)一步更新xk(1)的概率、均值和方差，如此迭代更新幾次待概率穩(wěn)定后，即可得到每個(gè)比特分別為0和1的概率。
上述的概率穩(wěn)定后，則可求得xk(1)對(duì)應(yīng)比特的概率分布，第m(m＝1，2)個(gè)比特為b(b＝0，1)的概率為 分子中的求和對(duì)第m個(gè)比特取值為b的v進(jìn)行。xk(2)對(duì)應(yīng)比特的概率計(jì)算公式即為 上述的計(jì)算方法可以推廣到任意星座的任意非格雷映射方式。若一個(gè)星座符號(hào)對(duì)應(yīng)q個(gè)比特，那么v的取值范圍是q個(gè)比特所有2q種可能的組合，xk(2)的概率初始化為 p2(v)＝1/2q(40) 初始均值和方差分別為 E(xk2(2))＝0+j0(41) Var(xk2(2))＝S (42) 并且(39)式中m的可能取值為1，2…，q。
在采用信道編碼的系統(tǒng)中，對(duì)上述的概率信息解交織后送入譯碼器進(jìn)行譯碼。如圖6所示，圖6為本發(fā)明實(shí)施例SFBC-OFDM系統(tǒng)接收端的結(jié)構(gòu)示意圖。若在圖2所示的系統(tǒng)發(fā)送端，對(duì)發(fā)送信號(hào)進(jìn)行SFBC編碼前還采用了信道編碼，則在圖6所示的系統(tǒng)接收端，就需要在對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行SFBC譯碼后送入譯碼器進(jìn)行信道譯碼。若譯碼器中采用SISO(Soft-input and soft-output，軟輸入軟輸出)譯碼，譯碼器給出每個(gè)比特的概率信息，由于新的概率信息相比原有的輸入概率信息更為可靠，因此，可將新的概率信息交織后反饋給SFBC進(jìn)行迭代。交織器可保證反饋信息和接收信息的近似獨(dú)立性。
仍以圖5所示的映射方式為例，在有反饋先驗(yàn)信息的條件下，xk(1)第一個(gè)比特為0和1的概率分別為 xk(1)第二個(gè)比特為0和1的概率分別為 式中f1，v如(30)所示，pk1，lpri(b)表示第k個(gè)子帶第1個(gè)符號(hào)第1(l＝1，2)個(gè)比特為b(b＝0，1)的先驗(yàn)概率，而(37)的計(jì)算中未考慮比特的先驗(yàn)概率。
xk(2)對(duì)應(yīng)比特的計(jì)算可類似的求得，xk(2)第一個(gè)比特為0和1的概率分別為 xk(2)第二個(gè)比特為0和1的概率分別為 pk1，lpri(b)在第一次計(jì)算時(shí)初始化為0.5，以后的計(jì)算中由SISO譯碼器的反饋信息提供。對(duì)于任意星座的任意非格雷映射方式，在求得每個(gè)星座符號(hào)的后驗(yàn)概率后，第k個(gè)子帶第i個(gè)符號(hào)xk(i)(i＝1，2)第m個(gè)比特發(fā)送b(b＝0，1)的概率為 pki，npri(vn)表示第k個(gè)子帶第i個(gè)符號(hào)第n個(gè)比特為vn的先驗(yàn)概率。
步驟303，根據(jù)各發(fā)送符號(hào)的概率獲取各發(fā)送符號(hào)的最大似然比。
根據(jù)步驟302中得到的概率信息，符號(hào)xk(1)的第一個(gè)比特為0和1的概率分別為pk1，1(0)，pk1，1(1)，第二個(gè)比特為0和1的概率分別為pk1，2(0)，pk1，2(1)，符號(hào)xk(2)的第一個(gè)比特為0和1的概率分別為pk2，1(0)，pk2，1(1)，第二個(gè)比特為0和1的概率分別為pk2，2(0)，pk2，2(1)，則第k個(gè)子帶內(nèi)第i個(gè)符號(hào)xk(i)(i＝1，2)的第m個(gè)比特的最大似然比為 步驟304，根據(jù)各發(fā)送符號(hào)的最大似然比對(duì)各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。
根據(jù)計(jì)算的最大似然比對(duì)發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)，若Λki，m＞0，則判決第k個(gè)子帶內(nèi)第i個(gè)符號(hào)xk(i)的第m個(gè)比特為1；若Λki，m＜0，則判決第k個(gè)子帶內(nèi)第i個(gè)符號(hào)xk(i)的第m個(gè)比特為0。
本發(fā)明實(shí)施例根據(jù)概率信息計(jì)算最大似然比對(duì)發(fā)送符號(hào)進(jìn)行判決的檢測(cè)，相比現(xiàn)有技術(shù)中直接對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行硬判決的檢測(cè)，本發(fā)明實(shí)施例的檢測(cè)結(jié)果更可靠，因?yàn)橛?jì)算出的最大似然比中包含了接收信號(hào)的可靠性信息。
另外，本發(fā)明的實(shí)施例并不局限于兩個(gè)發(fā)送天線的空頻分組碼檢測(cè)，更包括多個(gè)發(fā)送天線的空頻分組碼檢測(cè)，對(duì)于多個(gè)發(fā)送天線的空頻分組碼檢測(cè)，接收信號(hào)變量為n(n≥2)個(gè)，對(duì)接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似獲取各發(fā)送符號(hào)的初始概率信息，包括以下步驟 對(duì)第一接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，得到第一發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差； 將前n-1個(gè)發(fā)送符號(hào)的均值和方差代入第n個(gè)接收信號(hào)變量，得到第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差； 對(duì)上述各發(fā)送符號(hào)的初始概率信息進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率，包括以下步驟 將第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的初始均值和方差代入第一接收信號(hào)變量，更新第一發(fā)送符號(hào)的初始概率，得到第一發(fā)送符號(hào)的概率； 將前n-1個(gè)發(fā)送符號(hào)的均值和方差代入第n個(gè)接收信號(hào)變量，更新第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的初始概率，得到第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的概率。
得到各發(fā)送符號(hào)的概率后，再根據(jù)該概率計(jì)算各發(fā)送符號(hào)的最大似然比，從而進(jìn)行判決，還可與軟輸入軟輸出的信道譯碼算法進(jìn)行迭代檢測(cè)。因此，對(duì)于多個(gè)發(fā)送天線的空頻分組碼檢測(cè)，在此不再多述。
本發(fā)明的實(shí)施例還提供了一種空頻分組碼檢測(cè)裝置，如圖7所示，包括概率計(jì)算單元100、最大似然比獲取單元200和檢測(cè)單元300。其中概率計(jì)算單元100，用于對(duì)接收信號(hào)的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率。最大似然比獲取單元200，連接概率計(jì)算單元100，用于根據(jù)各符號(hào)的概率獲取各發(fā)送符號(hào)的最大似然比。檢測(cè)單元300，連接最大似然比獲取單元200，用于根據(jù)各發(fā)送符號(hào)的最大似然比，對(duì)各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。
其中，概率計(jì)算單元100包括高斯近似子單元110和信息迭代子單元120。高斯近似子單元110，用于對(duì)第一接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，得到第一發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差。信息迭代子單元120，連接高斯近似子單元110，用于進(jìn)行初始概率、均值和方差的迭代操作，對(duì)各發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差進(jìn)行更新，從而得到各發(fā)送符號(hào)的概率。
本發(fā)明另一實(shí)施例在上述裝置的基礎(chǔ)上增設(shè)了信息更新單元400，連接概率計(jì)算單元100，對(duì)采用信道編碼的接收信號(hào)，將譯碼后的概率信息反饋給空頻分組碼譯碼器進(jìn)行迭代更新。
為了驗(yàn)證本發(fā)明實(shí)施例算法的性能，圖8～圖11對(duì)CM1～CM4信道下，本發(fā)明實(shí)施例的檢測(cè)方法、Almouti檢測(cè)方法及JK檢測(cè)方法的性能進(jìn)行了比較。如圖8～圖11所示，圖8～圖11分別為CM1～CM4信道下本發(fā)明實(shí)施例的檢測(cè)方法、Almouti檢測(cè)方法及JK檢測(cè)方法法的性能比較示意圖。圖中的a、b、c分別代表Almouti檢測(cè)方法、JK檢測(cè)方法和本發(fā)明實(shí)施例提供的檢測(cè)方法的性能曲線，從圖中可以看出，在UWB信道下的SFBC-OFDM中，采用Almouti檢測(cè)方法會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的error floor現(xiàn)象，隨著從CM1到CM4信道時(shí)延的增加，error floor越來越嚴(yán)重。JK檢測(cè)方法相比Almouti檢測(cè)方法，雖然能夠適當(dāng)改進(jìn)檢測(cè)性能，降低error floor，但是JK檢測(cè)方法在CM2信道的條件下卻開始出現(xiàn)error floor。而本發(fā)明實(shí)施例的檢測(cè)方法在觀測(cè)誤比特率范圍內(nèi)直至CM4信道才出現(xiàn)明顯error floor，由此可看出，本發(fā)明實(shí)施例的檢測(cè)方法能夠在惡劣信道條件下較大的提高性能，并且大大降低error floor的出現(xiàn)。
圖12～圖15分別為CM1～CM4信道下的迭代性能比較示意圖。圖中示出了CM1～CM4信道下采用信道編碼進(jìn)行多次迭代檢測(cè)時(shí)本發(fā)明實(shí)施例提供的檢測(cè)方法的性能。作為對(duì)比，圖中還示出了同樣編碼但是采用格雷映射，并采用Almouti檢測(cè)而后譯碼的系統(tǒng)性能曲線，采用該種檢測(cè)的系統(tǒng)沒有迭代增益。圖中的A、B、C、D、E分別代表Almouti檢測(cè)法、本發(fā)明實(shí)施例提供的檢測(cè)法1次迭代、本發(fā)明實(shí)施例提供的檢測(cè)法2次迭代、本發(fā)明實(shí)施提供的檢測(cè)法3次迭代和本發(fā)明實(shí)施例提供的檢測(cè)法10次迭代的性能曲線，從圖中可以看出，系統(tǒng)大概有2dB的迭代增益，并且3次迭代基本上就能獲得所有的增益，10次迭代較3次迭代所獲增益已經(jīng)很小。此外，在CM1和CM2信道條件下迭代算法相比Almouti檢測(cè)法有大概1dB的增益，隨著新的時(shí)延增加，CM3信道下10-5的誤比特率大概有3dB的增益，而CM4大概有5dB的增益。這是因?yàn)椴捎肁lmouti檢測(cè)法系統(tǒng)有error floor的出現(xiàn)，而本發(fā)明實(shí)施例提供的檢測(cè)方法的性能基本不隨信道的變化而變化，能夠在大時(shí)延擴(kuò)展的信道條件下更好的工作。
綜上所述，本發(fā)明實(shí)施例通過采用高斯近似得到發(fā)送符號(hào)各發(fā)送比特的概率信息，再根據(jù)該概率信息計(jì)算各發(fā)送符號(hào)的最大似然比，然后根據(jù)各發(fā)送符號(hào)的最大似然比對(duì)各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)；并與軟輸入軟輸出的信道譯碼算法進(jìn)行迭代檢測(cè)，降低了在UWB信道中的error floor，提高了系統(tǒng)的性能，而且本發(fā)明實(shí)施例的檢測(cè)方法相比現(xiàn)有技術(shù)中的檢測(cè)方法具有較低的復(fù)雜度。
以上所述僅是本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施方式，應(yīng)當(dāng)指出，對(duì)于本技術(shù)領(lǐng)域的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以做出若干改進(jìn)和潤(rùn)飾，這些改進(jìn)和潤(rùn)飾也應(yīng)視為本發(fā)明的保護(hù)范圍。
權(quán)利要求
1、一種空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，包括
對(duì)接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的初始概率信息，所述初始概率信息包括初始概率、均值和方差；
對(duì)所述各發(fā)送符號(hào)的初始概率進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率；
根據(jù)所述各發(fā)送符號(hào)的概率獲取所述各發(fā)送符號(hào)的最大似然比；
根據(jù)所述各發(fā)送符號(hào)的最大似然比對(duì)所述各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。
2、如權(quán)利要求1所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，所述接收信號(hào)為第一到第n個(gè)，其中，n≥2，
所述對(duì)接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的初始概率信息，包括
對(duì)第一接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，得到第一發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差；
將前n-1個(gè)發(fā)送符號(hào)的均值和方差代入第n個(gè)接收信號(hào)變量，獲取第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差。
3、如權(quán)利要求2所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，所述對(duì)各發(fā)送符號(hào)的初始概率進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率，包括
將所述第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的均值和方差代入所述第一接收信號(hào)變量，更新所述第一發(fā)送符號(hào)的初始概率，獲取第一發(fā)送符號(hào)的概率；
將所述前n-1個(gè)發(fā)送符號(hào)的均值和方差代入所述第n個(gè)接收信號(hào)變量，更新所述第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的初始概率，獲取第n個(gè)發(fā)送符號(hào)的概率。
4、如權(quán)利要求2所述的空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，所述接收信號(hào)為兩個(gè)，所述對(duì)接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的初始概率信息，包括
對(duì)第一接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，得到第一發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差；
將所述第一發(fā)送符號(hào)的均值和方差代入第二接收信號(hào)變量，得到第二發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差。
5、如權(quán)利要求4所述的空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，當(dāng)所述接收信號(hào)為兩個(gè)時(shí)，所述對(duì)各發(fā)送符號(hào)的初始概率進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率，包括
將所述第一發(fā)送符號(hào)的均值和方差以及所述第二發(fā)送符號(hào)的均值和方差，分別代入所述第二接收信號(hào)變量和所述第一接收信號(hào)變量，更新所述第一發(fā)送符號(hào)和所述第二發(fā)送符號(hào)的初始概率，得到所述第一發(fā)送符號(hào)和所述第二發(fā)送符號(hào)的概率。
6、如權(quán)利要求4所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，所述對(duì)第一接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，得到第一發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差，包括
若所述接收信號(hào)為格雷映射，則將所述第一接收信號(hào)變量中干擾信號(hào)的均值和方差分別近似為具有相同實(shí)部和虛部的高斯分布，獲取第一發(fā)送符號(hào)的初始概率；
若所述接收信號(hào)為非格雷映射，則將所述第二發(fā)送符號(hào)近似為發(fā)送各比特的概率相同，并根據(jù)所述概率得到所述第二發(fā)送符號(hào)的均值和方差。
7、如權(quán)利要求6所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，所述若接收信號(hào)為格雷映射，則將第一接收信號(hào)變量中干擾信號(hào)的均值和方差分別近似為具有相同實(shí)部和虛部的高斯分布，包括
將所述第一接收信號(hào)變量中的ek1xk(2)視為所述第二發(fā)送符號(hào)xk(2)對(duì)所述第一發(fā)送符號(hào)xk(1)的干擾；
將xk(2)的均值E(xk(2))＝ER(xk(2))+jEI(xk(2))的實(shí)部ER(xk(2))和虛部EI(xk(2))設(shè)置為0；
將xk(2)的方差Var(xk(2))＝VarR(xk(2))+VarI(xk(2))的實(shí)部VarR(xk(2))和虛部VarI(xk(2))設(shè)置為1。
8、如權(quán)利要求7所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，所述若接收信號(hào)為格雷映射，在所述將第一接收信號(hào)變量中干擾信號(hào)的均值和方差分別近似為具有相同實(shí)部和虛部的高斯分布之后，還包括
根據(jù)所述第一接收信號(hào)變量的實(shí)部計(jì)算所述第一發(fā)送符號(hào)的第一個(gè)比特為0的概率
則所述第一發(fā)送符號(hào)的第一個(gè)比特為1的概率為pk1，1(1)＝1-pk1，1(0)；
根據(jù)所述第一接收信號(hào)變量的虛部計(jì)算所述第一發(fā)送符號(hào)的第二個(gè)比特為0的概率
則所述第一發(fā)送符號(hào)的第二個(gè)比特為1的概率為pk1，2(1)＝1-pk1，2(0)。
9、如權(quán)利要求6所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，若所述為非格雷映射，將第二發(fā)送符號(hào)近似為發(fā)送各比特的概率相同，并根據(jù)所述概率得到第二發(fā)送符號(hào)的均值和方差之后，還包括
根據(jù)所述第二發(fā)送符號(hào)的均值和方差計(jì)算第一接收信號(hào)變量；
根據(jù)所述第一接收信號(hào)變量獲得第一發(fā)送符號(hào)對(duì)應(yīng)比特為v的概率
則得到第一發(fā)送符號(hào)的均值為
第一發(fā)送符號(hào)的方差為Var(xk(1))＝S-|E(xk(1))|2；
其中v的取值范圍為00，01，10，11。
10、如權(quán)利要求1所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，在所述得到發(fā)送符號(hào)的概率之后，還包括若所述接收信號(hào)采用信道編碼，則對(duì)所述接收信號(hào)進(jìn)行信道譯碼，將譯碼器給出的新的概率信息反饋給空頻分組碼譯碼器進(jìn)行迭代更新。
11、如權(quán)利要10所述空頻分組碼檢測(cè)方法，其特征在于，所述對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行信道譯碼，將譯碼器給出的新的概率信息反饋給空頻分組碼譯碼器進(jìn)行迭代更新，包括
將所述接收信號(hào)信道譯碼后的新的概率信息交織后反饋給空頻分組碼譯碼器；
所述空頻分組碼譯碼器根據(jù)所述信道譯碼后的新的概率信息更新所述接收信號(hào)的概率信息。
12、一種空頻分組碼檢測(cè)裝置，其特征在于，包括
概率計(jì)算單元，用于對(duì)接收信號(hào)的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率；
最大似然比獲取單元，用于根據(jù)各符號(hào)的概率獲取各發(fā)送符號(hào)的最大似然比；和
檢測(cè)單元，用于根據(jù)所述各發(fā)送符號(hào)的最大似然比，對(duì)所述各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。
13、如權(quán)利要求12所述空頻分組碼檢測(cè)裝置，其特征在于，所述概率計(jì)算單元包括
高斯近似子單元，用于對(duì)第一接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，得到第一發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差；和
信息迭代子單元，用于對(duì)初始概率、均值和方差進(jìn)行迭代操作，對(duì)各發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差進(jìn)行更新，從而得到各發(fā)送符號(hào)的概率。
14、如權(quán)利要求12所述空頻分組碼檢測(cè)裝置，其特征在于，所述裝置還包括信息更新單元，與所述概率計(jì)算單元連接，用于當(dāng)接收信號(hào)采用信道編碼時(shí)，接收信道譯碼后的概率信息，將所述譯碼后的概率信息反饋給空頻分組碼譯碼器進(jìn)行更新。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種空頻分組碼檢測(cè)方法，包括對(duì)接收信號(hào)變量的干擾分布進(jìn)行高斯近似，獲取各發(fā)送符號(hào)的初始概率、均值和方差；對(duì)各發(fā)送符號(hào)的初始概率進(jìn)行更新，獲取各發(fā)送符號(hào)的概率；再根據(jù)各發(fā)送符號(hào)的概率獲取各發(fā)送符號(hào)的最大似然比；根據(jù)各發(fā)送符號(hào)的最大似然比對(duì)各發(fā)送符號(hào)進(jìn)行檢測(cè)。本發(fā)明還提供了一種空頻分組碼檢測(cè)裝置，降低了在超寬帶UWB信道中的error floor(誤差平底)，提高了系統(tǒng)性能。
文檔編號(hào)H04L5/02GK101359982SQ20071014123
公開日2009年2月4日 申請(qǐng)日期2007年8月3日 優(yōu)先權(quán)日2007年8月3日
發(fā)明者肖海勇, 畢光國(guó), 朱學(xué)生, 李云崗 申請(qǐng)人:華為技術(shù)有限公司, 東南大學(xué)