本發(fā)明涉及通信信號(hào)波形檢測(cè)技術(shù)領(lǐng)域，具體的說是一種用于IEEE802.15.4的低復(fù)雜度BPSK接收機(jī)。

背景技術(shù)：

IEEE 802.15.4是ZigBee，WirelessHART等規(guī)范的基礎(chǔ)，描述了低速率無(wú)線個(gè)人局域網(wǎng)的物理層和媒體接入控制協(xié)議。其最初工作在868/915MHz、2.4GHz的ISM頻段上，數(shù)據(jù)傳輸速率最高可達(dá)250kbps。低功耗、低成本的優(yōu)點(diǎn)使它在數(shù)據(jù)采集、處理與分析，遠(yuǎn)程控制精作農(nóng)業(yè)自動(dòng)化、環(huán)境保護(hù)和監(jiān)測(cè)、智能家居、智能電網(wǎng)和軍事等眾多領(lǐng)域獲得了廣泛應(yīng)用。在2011年公布的最新標(biāo)準(zhǔn)中，又加入了314–316MHz,430–434MHz,779–787MHz和950–956MHz工作頻段。

如圖1所示，802.15.4協(xié)議在不同載波頻段上采用調(diào)制方式和數(shù)據(jù)傳輸速率不同。在四個(gè)典型的頻段總共提供48個(gè)信道：868MHz頻段1個(gè)信道，915MHz頻段10個(gè)信道，2450MHz頻段16個(gè)信道，950MHz頻段21個(gè)信道。如圖2所示，在868/915/950-MHz頻段上，信號(hào)處理過程相同，只是數(shù)據(jù)速率不同。發(fā)送方首先將物理層協(xié)議數(shù)據(jù)單元(PPDU)的二進(jìn)制數(shù)據(jù)差分編碼，然后再將差分編碼后的每一以位轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為15的片序列，最后使用BPSK調(diào)制到信道上。差分編碼是將數(shù)據(jù)的每一個(gè)原始比特與前一個(gè)差分編碼生成的比特進(jìn)行異或運(yùn)算：其中E_n是差分編碼的結(jié)果，R_n為要編碼的原始比特，E_n-1是上一次差分編碼的結(jié)果。對(duì)每個(gè)發(fā)送的數(shù)據(jù)包，R₁是第一個(gè)原始比特，計(jì)算E₁時(shí)假定E₀＝0。差分解碼過程與編碼過程類似：對(duì)每個(gè)接收到的數(shù)據(jù)包，E₁為第一個(gè)需要解碼的比特，計(jì)算E₁時(shí)假定E₀＝0。如圖3所示，差分編碼后的每個(gè)比特被轉(zhuǎn)換為長(zhǎng)度為15的片序列。擴(kuò)頻后的序列使用BPSK調(diào)制方式調(diào)制到載波上。

如圖4所示，IEEE 802.15.4協(xié)議物理層數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)的第一個(gè)字段是四個(gè)字節(jié)共計(jì)32位的全零前導(dǎo)碼，收發(fā)器在接收前導(dǎo)碼期間，會(huì)根據(jù)前導(dǎo)碼序列的特征完成片同步和符號(hào)同步。幀起始分隔符(SFD)字段長(zhǎng)度為一個(gè)字節(jié)，其值固定為0xA7，表示為一個(gè)物理幀的開始，收發(fā)器接收完成前導(dǎo)碼后只能做到數(shù)據(jù)的位同步，通過搜索SFD字段的值0xA7才能同步到字節(jié)上。幀長(zhǎng)度由一個(gè)字節(jié)的低7位表示，其值就是物理幀負(fù)載的長(zhǎng)度，因此物理幀負(fù)載的長(zhǎng)度不會(huì)超過127個(gè)字節(jié)。物理幀的負(fù)載長(zhǎng)度可變，稱之為物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元(PSDU)，一般用來承載MAC幀。

傳統(tǒng)的802.15.4網(wǎng)絡(luò)用的BPSK接收機(jī)主要有兩種，一種是如圖5所示的868/915/950-MHz頻段的傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)。用表示經(jīng)信道傳輸后接收到的復(fù)基帶采樣信號(hào)，其中s(k)為待檢測(cè)的發(fā)送數(shù)據(jù)，s(k)∈{+1,-1}，ω₀＝2πf₀,f₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η₀(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲。則圖5所示的檢測(cè)過程可歸納為：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測(cè)值Y₀：

其中，J表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴(kuò)頻長(zhǎng)度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導(dǎo)碼的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運(yùn)算，η₁表示所有的噪聲項(xiàng)。

對(duì)PSDU對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決觀測(cè)值A(chǔ)₀[m]：

其中，r[n+Nm]表示PSDU的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪聲項(xiàng)，E[m]表示發(fā)送的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)。

步驟三、利用步驟一中的頻偏觀測(cè)值Y₀提取頻率偏移信息，對(duì)步驟二中的A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示對(duì)第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)的判決結(jié)果，q(·)為量化函數(shù)，|·|表示取模運(yùn)算。Bloch,M.R.、Hayashi,M.、和Thangaraj,A.于2010年9月在《IEEE Transcactions on Signal Processing》上發(fā)表的文章“IEEE 802.15.4BPSK receiver architecture based on a new efficient detection scheme”中提供了一種Y₀的量化函數(shù)的計(jì)算方法是Y₀的相位，也是Nω₀T_c的估計(jì)值，的計(jì)算方法具體描述為：

其中，Re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，Im(·)表示取虛部運(yùn)算。

公式(3)的檢測(cè)判決過程需要事先從Y₀中提取頻率偏移信息Nω₀T_c的估計(jì)值然后對(duì)A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償。如上所述，傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)的不足之處是：由公式(4)可知，步驟三中需要通過除法運(yùn)算和復(fù)雜的反正切運(yùn)算來得到頻率偏移信息Nω₀T_c的估計(jì)值這對(duì)于能量供給嚴(yán)格受限的802.15.4網(wǎng)絡(luò)終端來說，計(jì)算復(fù)雜度較大，能耗較大，實(shí)現(xiàn)成本較高。

另一種傳統(tǒng)接收機(jī)是為降低從Y₀中提取頻偏補(bǔ)償信息Nω₀T_c的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，由Lee,S.、Kwon,H.、Jung,Y.、和Kim,J.S.于2007年8月在《Electronics Letter》上發(fā)表的文章“Efficient non-coherent demodulation scheme for IEEE 802.15.4LR-WPAN systems”中，在傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)的基礎(chǔ)上提出的一種簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)，對(duì)Y₀的量化函數(shù)做了改變，具體可描述為：

由式(5)可知，頻率偏移信息Nω₀T_c的估計(jì)值可以具體描述為：

可見，簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)也需要事先從Y₀中提取頻率偏移信息Nω₀T_c的估計(jì)值然后對(duì)A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償。其本質(zhì)是用式(6)對(duì)式(1)進(jìn)行近似處理，從而大大降低傳統(tǒng)方案的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度。但是仍然存在許多不足：式(6)對(duì)式(1)的近似處理過程勢(shì)必產(chǎn)生較大誤差，即式(6)對(duì)頻率偏移信息Nω₀T_c的估計(jì)過程存在更加嚴(yán)重的“過估計(jì)”或“欠估計(jì)”現(xiàn)象，會(huì)導(dǎo)致檢測(cè)可靠性的大幅下降，沒有在實(shí)現(xiàn)復(fù)雜和性能之間達(dá)到較好的平衡匹配。如圖6所示，相比于傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)，簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)檢測(cè)性能損失嚴(yán)重，仿真中采用的載波頻率為924MHz，頻率偏移f₀為IEEE 802.15.4協(xié)議中規(guī)定的最大值80ppm，相位偏移θ在(0，2π]內(nèi)服從均勻分布，PSDU的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為20個(gè)字節(jié)(160比特)，每個(gè)信噪比下至少采集3000幀錯(cuò)誤。而802.15.4網(wǎng)絡(luò)MAC層沒有采用前向糾錯(cuò)(FEC)機(jī)制，而是采用循環(huán)冗余校驗(yàn)(CRC)來判斷傳輸幀的正確性，自動(dòng)請(qǐng)求重傳(ARQ)協(xié)議據(jù)此確定傳輸幀是否需要重傳。故物理層接收機(jī)性能的優(yōu)劣將將直接對(duì)能耗產(chǎn)生巨大影響。在信道條件較差，通信距離相對(duì)較遠(yuǎn)時(shí)，接收信號(hào)功率損耗較大。此時(shí)，如果采用該簡(jiǎn)化形式的接收機(jī)，同一PSDU數(shù)據(jù)幀可能經(jīng)過多次重傳才能成功被MAC層校驗(yàn)通過。如果數(shù)據(jù)量巨大則多次重傳的通信過程也將消耗巨大的能量，這會(huì)降低能量供給匱乏的802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了解決現(xiàn)有技術(shù)中的不足，本發(fā)明基于反正弦函數(shù)的泰勒級(jí)數(shù)展開理論，提供一種適用于IEEE 802.15.4的低復(fù)雜度BPSK接收機(jī)及其進(jìn)一步簡(jiǎn)化形式，兩種接收機(jī)計(jì)算簡(jiǎn)單，能量消耗低，能夠大大延長(zhǎng)802.15.4網(wǎng)絡(luò)的使用壽命。

為了實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明采用的具體方案為：

一種用于IEEE802.15.4的低復(fù)雜度BPSK接收機(jī)，發(fā)送端物理層的數(shù)據(jù)幀經(jīng)過擴(kuò)頻和BPSK調(diào)制之后經(jīng)信道傳輸給接收端，數(shù)據(jù)幀包括32個(gè)比特的前導(dǎo)碼和物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元PSDU，接收端接收到的復(fù)基帶采樣信號(hào)表示為其中s(k)為待檢測(cè)的發(fā)送數(shù)據(jù)且s(k)∈{+1,-1}，ω₀＝2πf₀,f₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η₀(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲；接收機(jī)工作過程的具體步驟為：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測(cè)值Y₀：

其中，J表示前導(dǎo)碼的比特總數(shù)量，J＝32，N表示擴(kuò)頻長(zhǎng)度，N＝15，1≤m≤J-1，0≤n≤N-1，p[n+Nm]表示前導(dǎo)碼的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，(·)^*表示取共軛運(yùn)算，η₁表示所有的噪聲項(xiàng)；

步驟二、對(duì)PSDU對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決觀測(cè)值A(chǔ)₀[m]：

其中，r[n+Nm]表示PSDU的第m個(gè)比特對(duì)應(yīng)的第n個(gè)碼片的信道接收值，η₂[m]表示所有的噪聲項(xiàng)，E[m]表示發(fā)送的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)；

步驟三、利用步驟一中的頻偏觀測(cè)值Y₀提取頻率偏移信息，對(duì)步驟二中的A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示檢測(cè)判決得到的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)，q(·)為量化函數(shù)，q(Y₀)具體表示為：

其中，|·|表示取模運(yùn)算，表示A₀[m]中頻率偏移Nω₀T_c的估計(jì)值；

步驟四、檢測(cè)結(jié)束后將接收到的PSDU數(shù)據(jù)傳送給MAC層進(jìn)行CRC校驗(yàn)；

所述步驟三中，的計(jì)算方法為：

其中，Re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，Im(·)表示取虛部運(yùn)算。

有益效果：

1、本發(fā)明的檢測(cè)性能良好，完全能夠滿足IEEE 802.15.4協(xié)議對(duì)檢測(cè)性能的要求，在信噪比為5～6dB、PSDU為20個(gè)字節(jié)(160比特)時(shí)，誤包率要低于1％，即PER要小于1×10^-2，特別是在信噪比為1dB時(shí)已經(jīng)完全能夠滿足要求；

2、在完全能夠滿足IEEE 802.15.4協(xié)議對(duì)檢測(cè)性能要求的情況下，本發(fā)明具有更低的計(jì)算復(fù)雜度、能耗和成本，由公式(10)可知，頻率偏移信息Nω₀T_c的計(jì)算方法只需要一次比較、兩次乘法、一次開方、一次除法和一次加法運(yùn)算，與傳統(tǒng)接收機(jī)通過除法和反正切運(yùn)算來計(jì)算頻率偏移信息Nω₀T_c的估計(jì)量相比，具有更低的計(jì)算復(fù)雜度、更低的能耗和更低的成本，對(duì)于能量供給嚴(yán)格受限的802.15.4網(wǎng)絡(luò)終端來說，能夠消耗更少的能量實(shí)現(xiàn)相同的檢測(cè)性能；

3、和傳統(tǒng)典型低復(fù)雜度接收機(jī)相比，本發(fā)明具有更高的可靠性，傳統(tǒng)低復(fù)雜度接收機(jī)用式(6)對(duì)Nω₀T_c進(jìn)行近似估計(jì)，即用0，-π和四種相位對(duì)Nω₀T_c進(jìn)行估計(jì)，造成的誤差較大，本發(fā)明采用式(10)的計(jì)算方式對(duì)頻率偏移信息Nω₀T_c進(jìn)行估計(jì)，能夠大幅度減弱估計(jì)過程中存在的“過估計(jì)”或“欠估計(jì)”現(xiàn)象，可靠性更高。

附圖說明

圖1是IEEE 802.15.4協(xié)議物理層四個(gè)頻段基本特性圖；

圖2是IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段物理層數(shù)據(jù)發(fā)送過程圖；

圖3是IEEE 802.15.4協(xié)議868/915/950-MHz頻段擴(kuò)頻映射方式圖；

圖4是IEEE 802.15.4協(xié)議物理層幀結(jié)構(gòu)圖；

圖5是適用于868/915/950-MHz頻段的典型傳統(tǒng)非相干接收機(jī)結(jié)構(gòu)圖；

圖6是適用于868/915/950-MHz頻段的傳統(tǒng)接收機(jī)和簡(jiǎn)化形式接收機(jī)檢測(cè)性能比較圖；

圖7是本發(fā)明公布的兩種接收機(jī)和已有的兩種典型接收機(jī)檢測(cè)性能比較圖；

圖8是頻偏偏移量f₀的概率分布圖。

具體實(shí)施方式

下面根據(jù)附圖具體說明本發(fā)明的實(shí)施方式。

一種用于IEEE802.15.4的低復(fù)雜度BPSK接收機(jī)，發(fā)送端物理層的數(shù)據(jù)幀經(jīng)過擴(kuò)頻和BPSK調(diào)制之后經(jīng)信道傳輸給接收端，數(shù)據(jù)幀包括32個(gè)比特的前導(dǎo)碼和物理層服務(wù)數(shù)據(jù)單元PSDU，接收端接收到的復(fù)基帶采樣信號(hào)表示為其中s(k)為待檢測(cè)的發(fā)送數(shù)據(jù)且s(k)∈{+1,-1}，ω₀＝2πf₀,f₀和θ分別為頻率偏移和相位偏移，在整個(gè)數(shù)據(jù)幀中保持不變，T_c表示擴(kuò)頻碼碼片周期，η₀(k)為復(fù)基帶加性高斯白噪聲；接收機(jī)工作過程的具體步驟為：

步驟一、利用32個(gè)比特的前導(dǎo)碼對(duì)應(yīng)的信道接收數(shù)據(jù)提取包含頻率偏移信息的頻偏觀測(cè)值Y₀：

步驟二、對(duì)PSDU對(duì)應(yīng)的復(fù)基帶接收采樣信號(hào)進(jìn)行比特級(jí)差分處理，得到判決觀測(cè)值A(chǔ)₀[m]：

步驟三、利用步驟一中的頻偏觀測(cè)值Y₀提取頻率偏移信息，對(duì)步驟二中的A₀[m]進(jìn)行補(bǔ)償后進(jìn)行檢測(cè)判決：

其中，表示接收端判決得到的第m個(gè)比特?cái)?shù)據(jù)，|·|表示取模運(yùn)算。是Y₀的相位的近似值，并將作為A₀[m]中頻率偏移Nω₀T_c的估計(jì)值。的具體計(jì)算過程為：

其中，Re(·)表示取實(shí)部運(yùn)算，Im(·)表示取虛部運(yùn)算。

步驟四、檢測(cè)結(jié)束后將接收到的PSDU數(shù)據(jù)傳送給MAC層進(jìn)行CRC校驗(yàn)。

作為進(jìn)一步優(yōu)化，由于|Y₀|≥0，故對(duì)于式(13)中判決依據(jù)“Re{A₀[m]·q(Y₀)}≥0”而言有：

故|Y₀|項(xiàng)不會(huì)影響式(13)的最終判決結(jié)果，忽略式(13)中頻偏觀測(cè)值Y₀的量化函數(shù)中的|Y₀|項(xiàng)并用取代用來進(jìn)行區(qū)別，便可得

則式(15)和式(13)中的量化函數(shù)對(duì)應(yīng)的檢測(cè)性能完全一致，而式(15)擁有更低的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，從而得到一種用于IEEE802.15.4的低復(fù)雜度BPSK接收機(jī)的進(jìn)一步簡(jiǎn)化形式。

本發(fā)明的理論依據(jù)闡述如下。

首先，在x＝0處對(duì)tan^-1x進(jìn)行泰勒級(jí)數(shù)展開可得到：

當(dāng)|x|較小時(shí)，有近似關(guān)系tan^-1x≈x。

當(dāng)頻率偏移量Nω₀T_c較小和信噪比SNR較大的前提下，的值較小?？梢灾苯觮an^-1x≈x對(duì)式(4)進(jìn)行簡(jiǎn)化處理后得到:

但是當(dāng)頻率偏移量Nω₀T_c較大或信噪比SNR不高的情況下，的值較大。tan^-1x≈x對(duì)式(4)的近似計(jì)算將會(huì)帶來較大誤差，造成最終檢測(cè)性能的極大損失。即式(16)僅適用于頻率偏移量較小和信噪比較大的兩個(gè)約束條件下的檢測(cè)。

為得到一種無(wú)約束條件下的低復(fù)雜度頻率偏移估計(jì)方法，利用反正弦函數(shù)和反正切函數(shù)的等價(jià)關(guān)系可得：

如果Y₀落在復(fù)平面坐標(biāo)系的第一和第四象限，即則有：

如果Y₀落在復(fù)平面坐標(biāo)系的第二和第三象限，即則有：

根據(jù)式(17)和式(18)，式(4)可等價(jià)變?yōu)椋?/p>

其次，在x＝0處對(duì)sin^-1x進(jìn)行泰勒級(jí)數(shù)展開可得到：

則當(dāng)|x|較小時(shí)，有近似關(guān)系sin^-1x≈x。

由于在任何頻率偏移量和信噪比條件下恒成立，因此可直接利用sin^-1x≈x對(duì)式(19)中的項(xiàng)進(jìn)行簡(jiǎn)化可得到:

由此我們得到一種無(wú)約束條件的低復(fù)雜度頻率偏移估計(jì)方法。

如圖7所示，本發(fā)明提供一種用于IEEE802.15.4的BPSK接收機(jī)及其進(jìn)一步簡(jiǎn)化形式同傳統(tǒng)簡(jiǎn)化形式接收機(jī)相比，性能更加優(yōu)良，與傳統(tǒng)典型復(fù)基帶非相干接收機(jī)相比，則計(jì)算復(fù)雜度更低。仿真中采用的載波頻率為924MHz，頻率偏移f₀服從如圖8所示的三角對(duì)稱分布，相位偏移θ在(0，2π]內(nèi)服從均勻分布，PSDU的數(shù)據(jù)長(zhǎng)度為20個(gè)字節(jié)(160比特)，每個(gè)信噪比下至少采集3000幀錯(cuò)誤?？梢?，本發(fā)明提供的一種用于IEEE802.15.4的低復(fù)雜度BPSK接收機(jī)性能處于兩種傳統(tǒng)接收機(jī)之間。和傳統(tǒng)簡(jiǎn)化接收機(jī)相比，在誤包率為1×10-3時(shí)，可獲得不小于1.3dB的增益。故本發(fā)明公布的方案在實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度和檢測(cè)性能之間達(dá)到了更好的平衡匹配。