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感應(yīng)同步器信號解碼方法及系統(tǒng)與流程

文檔序號:11101139閱讀:1018來源:國知局
感應(yīng)同步器信號解碼方法及系統(tǒng)與制造工藝

本發(fā)明涉及信號處理技術(shù)領(lǐng)域,特別涉及一種感應(yīng)同步器信號解碼方法及系統(tǒng)。



背景技術(shù):

在軍事、工業(yè)、日常生活以及航空航天等領(lǐng)域,感應(yīng)同步器的應(yīng)用越來越受到重視,感應(yīng)同步器是將角度或者直線位移信號變換為交流電壓的位移傳感器,又稱平面式旋轉(zhuǎn)變壓器。從原理上看,它與旋轉(zhuǎn)變壓器(簡稱旋變)并無實(shí)質(zhì)的區(qū)別,但是與旋變不同之處在于,它的定子與轉(zhuǎn)子不是安裝在圓筒形和圓柱形的鐵芯槽內(nèi)的繞組,而是類似于印制電路板的“印刷繞組”,這樣的“繞組”和旋變的繞組相比,轉(zhuǎn)動慣量和質(zhì)量大大減小,因此廣泛應(yīng)用于高精度的伺服轉(zhuǎn)臺、雷達(dá)天線、火炮和無線電望遠(yuǎn)鏡的定位跟蹤、精密數(shù)控機(jī)床以及高精度位置檢測系統(tǒng)中。

但是,減小質(zhì)量與慣量的同時,帶來了另外一個問題,就是感應(yīng)同步器的輸出信號,即載有位置信息的正余弦信號只有毫伏(mV)級別,所以相對于旋轉(zhuǎn)變壓器,增加了解碼的難度,尤其在需要高精度位置信號的使用場合。



技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素:

本發(fā)明的目的在于提供一種感應(yīng)同步器信號解碼方法及系統(tǒng),以解決解碼難度較大的問題。

為了解決上述問題,本發(fā)明提供如下技術(shù)方案:

一種感應(yīng)同步器信號解碼方法,其包括以下步驟:耦合步驟,使感應(yīng)同步器的正余弦繞組在一激磁信號的耦合下,產(chǎn)生載有位置信息的正余弦信號;信號放大步驟,將耦合步驟得到的載有位置信息的正余弦信號的幅值放大到伏級;鎖相放大步驟,在經(jīng)所述信號放大步驟放大得到的正余弦信號中對應(yīng)地提取出和激磁信號同頻的信號正余弦幅值信號,濾掉激磁頻率以外的無用信號;解碼步驟,根據(jù)得到的正余弦幅值信號,計(jì)算出載有位置信息的位置信號。

在如上所述的感應(yīng)同步器信號解碼方法中,優(yōu)選地,在耦合步驟中,激磁信號Um滿足公式(1),公式(1)為:Um=A′·sinωt其中,ω表示激磁信號的角頻率;感應(yīng)同步器輸出的正余弦信號Usin、Ucos滿足公式(2),公式(2)為:其中,Usin、Ucos中的α為位置角信號,用于表示位置信息;在信號放大步驟中,放大后得到的正余弦信號滿足公式(3),公式(3)為:其中,將位置角α假設(shè)為不變量。

在如上所述的感應(yīng)同步器信號解碼方法中,優(yōu)選地,在鎖相放大步驟中,濾掉激磁頻率以外的無用信號的濾波電路為低通濾波電路。

在如上所述的感應(yīng)同步器信號解碼方法中,優(yōu)選地,在鎖相放大步驟中,設(shè)待測正弦信號為x1(t)=VAsin(ωt+a),待測余弦信號為x2(t)=V'Asin(ωt+a),噪聲為n(t),第一參考信號為y1(t)=B·sin(ωt+b),第二參考信號是y2(t)=B·sin(ωt+b-90°);其中,幅值B為已知量,a、b分別表示待測正弦信號和第一參考信號的初始相位;使待測正弦信號分別與所述第一參考信號和所述第二參考信號進(jìn)行相乘運(yùn)算,得到第一相乘運(yùn)算結(jié)果和第二相乘運(yùn)行結(jié)果,所述第一相乘運(yùn)算結(jié)果滿足公式(4),公式(4)為:

所述第二相乘運(yùn)算結(jié)果滿足公式(5),公式(5)為:

對所述第一相乘運(yùn)算結(jié)果和所述第二相乘運(yùn)算結(jié)果分別進(jìn)行濾波處理,對應(yīng)得到:

使待測余弦信號分別與所述第一參考信號和所述第二參考信號進(jìn)行相乘運(yùn)算,得到第三相乘運(yùn)算結(jié)果和第四相乘運(yùn)行結(jié)果,所述第三相乘運(yùn)算結(jié)果滿足公式(6),公式(6)為:

所述第四相乘運(yùn)算結(jié)果滿足公式(7),公式(7)為:

對所述第三相乘運(yùn)算結(jié)果和所述第四相乘運(yùn)算結(jié)果分別進(jìn)行濾波處理,對應(yīng)得到:

對v1(t)和v2(t)進(jìn)行平方和,并開根號處理得到的結(jié)果滿足公式(8),公式(8)為:

對v3(t)和v4(t)進(jìn)行平方和,并開根號處理得到的結(jié)果滿足公式(9),公式(9)為:

在如上所述的感應(yīng)同步器信號解碼方法中,優(yōu)選地,在解碼步驟中,通過AD采樣得到鎖相放大步驟處理之后的信號v12、v34,對v12和v34進(jìn)行相除處理得到的結(jié)果滿足公式(10),公式(10)為:tanα=v12/v34對tanα進(jìn)行反正切運(yùn)算,得到α。

一種感應(yīng)同步器信號解碼系統(tǒng),其包括:數(shù)字控制電路、精密放大電路和鎖相放大器;所述數(shù)字控制電路用于輸出激磁信號以使感應(yīng)同步器的正余弦繞組在所述激磁信號的耦合下,產(chǎn)生載有位置信息的正余弦信號;所述精密放大電路用于將感應(yīng)同步器輸出的載有位置信息的正余弦信號的幅值放大到伏級;鎖相放大器,與所述精密放大電路連接,用于從經(jīng)所述信號放大電路放大的正余弦信號中對應(yīng)地提取出和激磁信號同頻的信號的正余弦幅值信號,濾掉激磁頻率以外的其他無用信號;所述數(shù)字控制電路還與所述鎖相放大器連接,用于對所述鎖相放大器輸出的正余弦幅值信號進(jìn)行解碼以得到位置信息。

在如上所述的感應(yīng)同步器信號解碼系統(tǒng)中,優(yōu)選地,所述精密放大電路包括:低通濾波電路,與所述感應(yīng)同步器連接,為RC濾波電路;放大電路,與所述RC濾波電路連接。

在如上所述的感應(yīng)同步器信號解碼系統(tǒng)中,優(yōu)選地,所述鎖相放大器為正交型鎖相放大器。

在如上所述的感應(yīng)同步器信號解碼系統(tǒng)中,優(yōu)選地,所述數(shù)字控制電路為數(shù)字信號處理芯片。

分析可知,本發(fā)明提出一種以DSP作為控制主控單元,結(jié)合精密運(yùn)算放大電路和鎖相放大器進(jìn)行相應(yīng)信號處理的高精度解算方案。與一般的直接信號放大后硬件解碼的方案相比,本發(fā)明具有較低的成本與較高的靈活性,而且鎖相放大器的濾波能保證解碼的精度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明實(shí)施例的總體框圖;

圖2為本發(fā)明實(shí)施例的信號放大過程示意圖;

圖3為本發(fā)明實(shí)施例的鎖相放大過程示意圖;

圖4為本發(fā)明實(shí)施例的鎖相放大器信號處理流程圖;

圖5為本發(fā)明實(shí)施例的正弦信號鎖相放大器原理圖;

圖6為本發(fā)明實(shí)施例的正交型鎖相放大器原理圖;

圖7為本發(fā)明實(shí)施例的解碼示意圖;

圖8為本發(fā)明實(shí)施例的激磁信號發(fā)生電路;

圖9為本發(fā)明實(shí)施例的高精度放大電路;

圖10為本發(fā)明實(shí)施例的信號發(fā)生電路;

圖11為本發(fā)明實(shí)施例的鎖相放大器。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施方式對本發(fā)明做進(jìn)一步詳細(xì)說明。

就本發(fā)明的原理而言,對感應(yīng)同步器進(jìn)行解碼的操作可分為三個步驟:信號放大步驟、鎖相放大步驟以及解碼步驟。針對感應(yīng)同步器輸出信號弱的特點(diǎn),分別進(jìn)行放大、濾波和解碼處理。尤其在濾波環(huán)節(jié),利用鎖相放大器能夠在噪聲中提取特定頻率微弱信號的特點(diǎn),對待測信號進(jìn)行有效濾波,而且正交型鎖相放大器的應(yīng)用可以避免相位帶來的問題。

基于此,如圖1,在本發(fā)明提供的系統(tǒng)中,硬件部件主要包括三大模塊:數(shù)字控制電路、精密放大電路、鎖相放大器。其中,在數(shù)字控制電路中,以DSP(Digital Signal Processing,數(shù)字信號處理器)作為調(diào)控主單元,如型號為TMS320X2812的數(shù)字芯片,其包括由晶振等元器件構(gòu)成的最小系統(tǒng),提供使TMS320X2812工作的3.3V和1.8V電壓、一定頻率的時鐘信號。電平轉(zhuǎn)換電路74ACT245,將DSP輸出幅值3.3V的PWM波形轉(zhuǎn)換成5V的PWM波形信號,提高芯片驅(qū)動能力。采樣模塊的高精度外部采樣芯片ADS7864,能夠?qū)崟r的采取外部模擬信號,轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號后再通過數(shù)據(jù)總線傳送至DSP處理。仿真燒寫口電路JTAG,能實(shí)現(xiàn)芯片的程序燒寫和在線程序仿真,提高開發(fā)能力。以及作為激磁模塊的OSC-15801激磁芯片,OSC-15801激磁芯片的電路連接示意如圖8所示,引腳PAOUT為激磁信號輸出的引腳。

精密放大電路包括:RC濾波電路和放大電路,放大電路由高精度、高共模抑制比的儀表放大器AD625及其外圍電路組成。放大器AD625的電路連接示意圖如圖9所示,圖中待放大信號為待測正弦信號,引腳Vout為放大后的正弦信號sin_out輸出的引腳,

鎖相放大器包括:芯片AD9850,其是根據(jù)直接數(shù)字頻率合成原理設(shè)計(jì)的信號發(fā)生芯片,基于直接頻率合成器,該合成器應(yīng)用先進(jìn)的CMOS技術(shù),可以利用DSP引腳對其進(jìn)行控制。信號發(fā)生器芯片AD9850的電路連接示意圖如圖10所示,圖中LPF為低通濾波電路。芯片AD630,內(nèi)部構(gòu)成包括兩個運(yùn)算放大器A和B、切換開關(guān)、比較器COMP(含三極管T)、輸出積分放大器、片內(nèi)補(bǔ)償電容、片內(nèi)電阻。其優(yōu)點(diǎn)突出,在設(shè)計(jì)鎖相放大器時,AD630作為相敏檢波器來使用,即乘法器,來完成相關(guān)檢測電路的設(shè)計(jì)。

本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解,雖然上述描述涉及芯片類型,但是本發(fā)明并不以此為限。

如圖1所示,數(shù)字控制電路通過其激磁模塊輸出高頻的正弦激磁信號,優(yōu)選地,該信號的頻率為10kHz。該正弦激磁信號的幅值可以為10V。感應(yīng)同步器的正余弦繞組在激磁信號的耦合下,會產(chǎn)生載有位置信息的正余弦信號:

激磁信號:Um=A′·sinωt (1)

其中,ω表示激磁信號的角頻率;

感應(yīng)同步器輸出信號:

其中,Usin、Ucos中的α為位置角信號,用于表示位置信息,但是由于Usin、Ucos信號只有mV級,而且特別容易被噪聲干擾,所以需要經(jīng)過特殊的處理才行,即設(shè)置了如下處理步驟。

(一)第一部分:信號放大

信號放大處理過程如圖2所示,這一過程的作用在于提高正余弦輸出信號的幅值(由mV級別放大到V級),在此過程中盡量保持信號不受干擾,但是主要目的在于放大。該信號方法步驟可由精密放大電路處理,精密放大電路的低通濾波電路使用RC濾波電路即可,精密放大電路(或稱前置放大電路)的放大器電路使用具有高精度和高共模抑制比的儀表放大器AD625,并設(shè)計(jì)其外圍電路,選用高精度的配置電阻,可以方便靈活地選擇放大的倍數(shù)。

放大后得到的信號為:

由于,位置角α相對與激磁頻率(10kHz)的變化相比非常緩慢,信號處理過程中可假設(shè)為不變量,因此放大后的信號可表示為:

其中,VA為正弦幅值信號,VA'為余弦幅值信號。

(二)第二部分:鎖相放大

在微弱信號檢測領(lǐng)域,與伴隨的噪聲相比,信號幅度一般都很小,甚至為μV到nV量級,一般的手段很難精準(zhǔn)的提取微弱信號,所以需要對信號進(jìn)行濾波處理?,F(xiàn)有技術(shù)中的檢測方法大多把帶通濾波器作為濾波手段,但是此方法存在弊端,需要將帶寬設(shè)計(jì)的很窄,對設(shè)計(jì)有很高的要求,而且容易受到溫度、電壓的影響。因此,在本發(fā)明實(shí)施中,通過采用鎖相放大器在經(jīng)信號放大步驟放大得到的正余弦信號中對應(yīng)地提取出和激磁信號同頻的信號(即有用信號)的正余弦幅值信號,濾掉激磁頻率以外的無用信號,具體地通過對信號進(jìn)行鎖相放大、濾波得到。鎖相放大的處理過程如圖3所示。鎖相放大器是基于互相關(guān)檢測原理設(shè)計(jì)而成的,它的核心是相敏檢波,有關(guān)原理不再贅述。鎖相放大器的信號處理過程如圖4所示,需要一路參考信號,此參考信號必須要和待處理的正余弦信號具有一樣的頻率(比如都為10kHz),可以為正弦或者方波,這里以正弦為例。

圖5所示,為一路正弦信號的處理過程(解碼信號為正弦余弦兩路信號),這里以正弦信號為例,余弦信號以此類推。實(shí)際電路采用的相敏檢測器為AD630,信號發(fā)生器為AD9850,低通濾波器為RC濾波電路,即鎖相放大器包括:相敏檢測器、信號發(fā)生器和低通濾波器。

相敏檢波器的任務(wù)是完成輸入信號與參考信號的乘法運(yùn)算,運(yùn)算處理后可得輸入信號與參考信號的和頻、差頻信號。低通濾波器的目的是濾除信號中的高頻成分,這就使頻帶變窄,因此達(dá)到了提取噪聲中的微弱信號的目的。

設(shè)待測正弦信號為x1(t)=VAsin(ωt+a),噪聲為n(t),第一參考信號是y1(t)=B·sin(ωt+b),第二參考信號y2(t)=B·sin(ωt+b-90°),其中,幅值B已知,a、b分別表示待測正弦信號和第一參考信號的初始相位。在相敏檢波環(huán)節(jié)中,使待測正弦信號和第一參考信號進(jìn)行相乘運(yùn)算,其結(jié)果如下:

式(5)中第一項(xiàng)為直流信號,其數(shù)值正比于兩信號的幅度值及相位差的余弦;第二項(xiàng)為是被測信號的倍頻信號。噪聲與被測信號在同一時間輸入到乘法器,也參與到參考信號相乘中。對結(jié)果分析中,可看到n(t)B sin(ωt+b)幾乎全部是交流信號。低通濾波器的通道可以做到很窄,通過低通濾波器時,濾掉了目標(biāo)信號的二倍頻信號和噪聲與參考信號的乘積信號,僅直流信號通過,即只要知道兩個信號的初相位a和b,則cos(a-b)確定,且有確定的幅值B,則待測信號的幅值VA很容易獲得。

但是在一般情況下,單通道中很難使cos(a-b)恒定,且不易獲取。為了避免此帶來的影響,把參考信號移動相位90°并使其作為另一路的參考信號(即第二參考信號),這樣一來正交型的鎖相放大器就可以動態(tài)地完成信號的檢測并計(jì)算出其幅值和相位。圖6所示,為正交型鎖相放大器的原理圖。待測正弦信號與另一路參考信號相乘運(yùn)算的結(jié)果為:

正交型鎖相放大器的結(jié)構(gòu)呈一定的對稱性,由兩個的信號通道及相關(guān)器構(gòu)成。其中,兩信號通道完全相同,且信號通道輸出兩路完全相同信號,參考通道輸出兩路同頻率正弦信號,相位相差90°,分別輸入到兩個相關(guān)器(AD630)中進(jìn)行運(yùn)算。其兩個相關(guān)器輸出分別為:

v1(t)=0.5VAB cos(a-b)

v2(t)=0.5VAB sin(a-b)

由上兩式進(jìn)行平方和,再開根號處理(該處理過程具體地可經(jīng)矢量/相位DSP處理)可得:

由式(8)可知,v12可通過采樣計(jì)算得出,且v12中含有待測信號幅值VA和參考信號幅值B的信息,因?yàn)锽已知,所以待測信號幅值可求得;即鎖相放大器能夠很好地檢測出待測信號的幅度值VA,微弱信號被成功檢出。

即:VA=A·sinα

換言之,在經(jīng)信號放大步驟放大得到的正弦信號中提取出和激磁信號同頻的信號的正弦幅值信號。

同理設(shè)待測余弦信號為x2(t)=V'Asin(ωt+a),對待測余弦信號進(jìn)行處理的過程詳見上述正弦信號的處理過程:

待測余弦信號分別與第一參考信號和第二參考信號進(jìn)行相乘運(yùn)算,得到第三相乘運(yùn)算結(jié)果和第四相乘運(yùn)行結(jié)果,第三相乘運(yùn)算結(jié)果如下:

所述第四相乘運(yùn)算結(jié)果如下:

經(jīng)低通濾波器濾波后可得:

v3(t)=0.5V'ABcos(a-b)

v4(t)=0.5V'ABsin(a-b)

由上兩式進(jìn)行平方和,再開根號處理(該處理過程具體地可經(jīng)矢量/相位DSP處理)可得:

VA'=A·cosα

換言之,在經(jīng)信號放大步驟放大得到的余弦信號中提取出和激磁信號同頻的信號的余弦幅值信號。

應(yīng)用中,由式(8),a與b的相位差一定,達(dá)到了鎖定相位的目的,且參考信號初始相位已知,則待測信號相位可求得。

(三)第三部分:解碼

最后一步解碼由數(shù)字控制電路完成,如圖7所示,通過AD采樣得到鎖相放大器選頻處理之后的信號,即:

顯然這兩路信號相除就得到了tanα,再通過查表的方法就可以得到位置角α的值。

綜上,本發(fā)明的解碼過程主要可分為三個部分:信號放大、鎖相放大以及解碼。第一個部分信號放大,將毫伏級別的載有位置信息的正余弦信號放大到伏級,要求在放大過程中,將信號的失真降到最低。第二部分鎖相放大,這里鎖相放大器的作用是在已經(jīng)被放大的正余弦信號中提取出和激磁信號同頻的信號,即有用的信號,濾掉激磁頻率以外的其他無用信號,相當(dāng)于一個特殊的濾波器。第三部分,根據(jù)前兩步處理之后得到的正余弦幅值信號通過數(shù)字控制電路中內(nèi)置的軟件計(jì)算出位置信號。測試表明,本發(fā)明具有較低的成本與較高的靈活性,而且鎖相放大器的濾波能保證解碼的精度。

由技術(shù)常識可知,本發(fā)明可以通過其它的不脫離其精神實(shí)質(zhì)或必要特征的實(shí)施方案來實(shí)現(xiàn)。因此,上述公開的實(shí)施方案,就各方面而言,都只是舉例說明,并不是僅有的。所有在本發(fā)明范圍內(nèi)或在等同于本發(fā)明的范圍內(nèi)的改變均被本發(fā)明包含。

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