本發(fā)明涉及電力電子技術，更具體地，涉及一種控制電路、控制方法及應用其的功率變換器。
背景技術：
：功率因數(PowerFactor，PF)為實際輸出功率與電源的視在功率的比值。在設計電源電路時，通常希望功率因數PF＝1。功率因數校正器(PowerFactorCorrection，PFC)用于多種電壓/功率裝置以控制輸入的正弦電流與電壓同相位，進而使得功率因數接近1。但是，傳統(tǒng)的進行PFC控制的功率變換器往往只能適用于特定的工作模態(tài)，例如，具有恒定導通時間(ConstantOnTime，COT)功率轉換器可以在斷續(xù)導通模式(DiscontinuousConductionMode，DCM)和臨界導通模式(BoundaryConductionMode，BCM)下進行PFC控制，但是不能在連續(xù)導通模式(ContinuousConductionMode)下進行PFC控制，這不利于功率的擴展提升，也不利于提高控制策略的適應性。技術實現要素：有鑒于此，本發(fā)明提供一種控制電路、控制方法及應用其的功率變換器，可以在不同的導通模式下進行有效的PFC控制。第一方面，提供一種功率變換器的控制電路，包括：電流檢測電路，用于獲取表征輸入電流的電流檢測信號；以及，控制信號生成電路，用于以使得所述電流檢測信號與電壓變換函數成比例為目標生成開關控制信號；其中，所述開關控制信號用于控制所述功率變換器的功率級電路，所述電壓變換函數為輸入電壓與輸出電壓的比。優(yōu)選地，所述控制信號生成電路根據所述功率變換器的拓撲結構選擇使用對應的電壓變換函數。優(yōu)選地，所述電壓變換函數是所述開關控制信號參數的函數。優(yōu)選地，所述控制電路還包括：反饋與補償電路，用于獲取表征所述輸出電壓與參考電壓誤差的電壓補償信號；所述控制信號生成電路用于以使得所述電流檢測信號正比于所述電壓變換函數和所述電壓補償信號的乘積為目標生成所述開關控制信號。優(yōu)選地，所述控制信號生成電路包括：第一乘法電路，用于輸出第一乘積信號，所述第一乘積信號用于表征所述電壓變換函數和所述電壓補償信號的乘積；以及，第一生成電路，用于輸出所述開關控制信號以保持所述第一乘積信號和所述電流檢測信號基本成正比。優(yōu)選地，所述第一乘法電路用于根據所述開關控制信號控制至少一個開關通斷以獲取所述第一乘積信號。優(yōu)選地，所述第一乘法電路包括：第一開關，連接在電壓補償信號輸出端和第一端之間；第二開關，連接在所述第一端和接地端之間；第一電阻，連接在第一端和第二端之間；第一電容，連接在第二端和接地端之間；第一運算放大器，同相輸入端與第二端連接，反相輸入端與第三端連接；第三開關，連接在所述第一運算放大器的輸出端和第四端之間；第四開關，連接在第四端和接地端之間；第二電阻，連接在第三端和第四端之間；第二電容，連接在第三端和接地端之間；第三電阻，連接在所述第一運算放大器的輸出端和第一乘積信號輸出端之間；以及第三電容，連接在所述第一乘積信號輸出端和接地端之間；其中，所述第一開關在開關控制信號切換為關斷至電感電流下降為零期間導通，所述第二開關和所述第四開關在開關控制信號導通期間導通，所述第三開關在開關控制信號關斷期間導通。優(yōu)選地，所述控制信號生成電路包括：第二乘法電路，用于輸出第二乘積信號，所述第二乘積信號用于表征第一變換函數和所述電流檢測信號的乘積；第三乘法電路，用于輸出第三乘積信號，所述第三乘積信號用于表征第二變換函數和所述電壓補償信號的乘積；以及第二生成電路，用于輸出開關控制信號以保持所述第二乘積信號和所述第三乘積信號基本成正比；其中，所述第二變換函數與所述第一變換函數的商等于所述電壓變換函數。優(yōu)選地，所述第二乘法電路用于根據開關控制信號控制至少一個開關通斷以獲取所述第二乘積信號；所述第三乘法電路用于根據開關控制信號控制至少一個開關通斷以獲取所述第三乘積信號。優(yōu)選地，所述第二乘法電路包括：第五開關，連接在電流檢測信號輸出端和第五端之間；第六開關，連接在所述第五端和接地端之間；第四電阻，連接在第五端和第二乘積信號輸出端之間；以及第四電容，連接在第二乘積信號輸出端和接地端之間；其中，所述第五開關在開關控制信號關斷期間導通，所述第六開關在開關控制信號導通期間導通；所述第三乘法電路包括：第七開關，連接在電壓補償信號輸出端和第六端之間；第八開關，連接在所述第六端和接地端之間；第五電阻，連接在第六端和第三乘積信號輸出端之間；第五電容，連接在第三乘積信號輸出端和接地端之間；其中，所述第七開關在開關控制信號切換為關斷至電感電流下降為零期間導通，所述第八開關在開關控制信號導通期間導通。優(yōu)選地，所述控制信號生成電路包括：第四乘法電路，用于輸出第四乘積信號，所述第四乘積信號用于表征所述電壓變換函數的倒數和所述電流檢測信號的乘積；以及，第三生成電路，用于輸出開關控制信號以保持所述第四乘積信號和所述電壓補償信號基本成正比。優(yōu)選地，所述第四乘法電路用于根據開關控制信號控制至少一個開關通斷以獲取所述第四乘積信號。優(yōu)選地，所述電流檢測信號和所述電壓補償信號為數字信號；所述控制信號生成電路為數字信號處理電路。優(yōu)選地，所述控制信號生成電路用于接收時鐘信號控制所述開關控制信號進行狀態(tài)切換；或者所述控制電路還包括準定頻信號生成電路，所述準定頻信號生成電路輸出在一段時間周期內頻率恒定的準定頻信號；所述控制信號生成電路用于接收所述準定頻信號控制所述開關控制信號進行狀態(tài)切換。第二方面，提供一種功率變換器，包括：至少一路功率級電路；以及至少一個如上所述的控制電路。優(yōu)選地，所述功率變換器包括：N路功率級電路，所述功率級電路并聯在輸入端和輸出端之間，N大于等于2；N路所述控制電路，分別與N路功率級電路對應，用于檢測對應的功率級電路的輸入電流，并控制對應的功率級電路的功率開關。優(yōu)選地，所述N控制電路共用一個反饋與補償電路，所述反饋與補償電路用于獲取表征所述輸出電壓與參考電壓誤差的電壓補償信號。優(yōu)選地，所述功率級電路為降壓型拓撲(BUCK)、升壓型拓撲(BOOST)、升降壓型拓撲(BUCK-BOOST)、反激式拓撲(FLYBACK)或正激式拓撲(FORWARD)。第三方面，提供一種功率變換器的控制方法，包括：以使得功率變換器的輸入電流與電壓變換函數成比例為目標控制功率級電路，其中，所述電壓變換函數為功率變換器的輸入電壓與輸出電壓的比。優(yōu)選地，所述電壓變換函數隨所述開關控制信號變化。優(yōu)選地，所述電壓變換函數根據所述功率變換器的功率級電路的拓撲結構變化。優(yōu)選地，以使得功率變換器的輸入電流與電壓變換函數成比例為目標控制功率級電路包括：以使得電流檢測信號正比于所述電壓變換函數和所述電壓補償信號的乘積為目標生成開關控制信號，其中，所述電流檢測信號用于表征所述輸入電流。通過控制開關管的開關動作，使得輸入電流在開關周期內的平均值與表征輸入電壓與輸出電壓之比的電壓變換函數成比例，使得整個功率變換器呈現為純阻態(tài)，在不同的工作模式(例如，連續(xù)模式、臨界導通模式和斷續(xù)模式)下均可以保持功率因數為1或接近1，有利于功率的擴展提升，同時有效地抑制諧波。同時，可以適用于定頻或準定頻控制方式，可以適用于單相或多相功率級電路，具有廣泛的適用性。而且，本發(fā)明的技術方案無須采樣輸入電壓，電路結構更加緊湊。附圖說明通過以下參照附圖對本發(fā)明實施例的描述，本發(fā)明的上述以及其它目的、特征和優(yōu)點將更為清楚，在附圖中：圖1A是本發(fā)明實施例的功率變換器的一種實現方式的示意圖；圖1B是本發(fā)明實施例的功率變換器的另一種實現方式的示意圖；圖2是本發(fā)明一個實施例的功率變換器的電路示意圖；圖3是圖2所示的功率變換器在CCM模式下的工作波形圖；圖4是圖2所示的功率變換器在DCM模式下的工作波形圖；圖5是現有的功率變換器電流控制環(huán)路的電路示意圖；圖6是圖2所示的功率變換器的一個優(yōu)選實施方式電路示意圖；圖7是圖6所示的乘法電路的電路示意圖；圖8是圖2所示的功率變換器的另一個優(yōu)選實施方式的電路示意圖；圖9是本發(fā)明另一個實施例的功率變換器的電路示意圖；圖10是圖9所示的功率變換器的一個優(yōu)選實施方式的電路示意圖；圖11是圖9所示的功率變換器的另一個優(yōu)選實施方式的電路示意圖；圖12是本發(fā)明又一個實施例的功率變換器的電路示意圖；圖13是本發(fā)明又一個實施例的功率變換器的電路示意圖；圖14是本發(fā)明實施例的功率變換器控制方法的流程圖。具體實施方式以下基于實施例對本發(fā)明進行描述，但是本發(fā)明并不僅僅限于這些實施例。在下文對本發(fā)明的細節(jié)描述中，詳盡描述了一些特定的細節(jié)部分。對本領域技術人員來說沒有這些細節(jié)部分的描述也可以完全理解本發(fā)明。為了避免混淆本發(fā)明的實質，公知的方法、過程、流程、元件和電路并沒有詳細敘述。此外，本領域普通技術人員應當理解，在此提供的附圖都是為了說明的目的，并且附圖不一定是按比例繪制的。同時，應當理解，在以下的描述中，“電路”是指由至少一個元件或子電路通過電氣連接或電磁連接構成的導電回路。當稱元件或電路“連接到”另一元件或稱元件/電路“連接在”兩個節(jié)點之間時，它可以是直接耦接或連接到另一元件或者可以存在中間元件，元件之間的連接可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。相反，當稱元件“直接耦接到”或“直接連接到”另一元件時，意味著兩者不存在中間元件。除非上下文明確要求，否則整個說明書和權利要求書中的“包括”、“包含”等類似詞語應當解釋為包含的含義而不是排他或窮舉的含義；也就是說，是“包括但不限于”的含義。在本發(fā)明的描述中，需要理解的是，術語“第一”、“第二”等僅用于描述目的，而不能理解為指示或暗示相對重要性。此外，在本發(fā)明的描述中，除非另有說明，“多個”的含義是兩個或兩個以上。圖1A是本發(fā)明實施例的功率變換器的一種實現方式的示意圖。如圖1A所示，所述功率變換器包括直流-直流(DC-DC)變換器1、控制電路2和整流器3。整流器3和直流-直流變換器1串聯連接在輸入端口和輸出端口之間。其中，輸入端口輸入交流電壓VACIN，對應的輸入電流為交流電流iACIN。整流器3輸出直流電壓VIN和直流電流iIN作為下一級電路(也即直流-直流變換器1)的輸入?？刂齐娐?用于對直流-直流變換器1實現恒阻控制。也即，通過PFC控制使得輸入阻抗RIN表現為電阻。在直流-直流變換器1實現恒阻控制前提下，可以使得整個功率變換器的輸入阻抗RACIN表現為電阻，從而使得功率因數為1。其輸出電壓為VOUT，還可以設置有專門的輸出電容COUT。其中，如圖1A所示，控制電路2包括電流檢測電路21和控制信號生成電路22。其中，電流檢測電路21用于獲取表征輸入電流VIN的電流檢測信號VIg。控制信號生成電路22用于以使得電流檢測信號VIg與電壓變換函數F(X)成比例為目標生成開關控制信號Q。開關控制信號Q用于控制直流-直流變換器1。電壓變換函數F(X)為輸入電壓VIN與輸出電壓VOUT的比，也即，F(X)＝VIN/VOUT。對于開關型功率變換器，其系統(tǒng)函數可以表達為開關控制信號參數的函數F(X)。由此，輸入電壓VIN和輸出電壓VOUT之間有VIN＝F(X)*VOUT。F(X)可在設計電路時根據電路參數推導或分析獲得，為開關控制信號Q的相關參數(例如，導通時間TON、關斷時間TOFF以及電感電流由峰值下降到零的時間GTOFF等)的函數。同時，控制信號生成電路22可以根據直流-直流變換器1的拓撲結構，選擇在不同工作模式(CCM、DCM或BCM)下通用的電壓變換函數。也就是說，不同的工作模式可以對應相同的電壓變換函數F(X)＝VIN/VOUT，因此，對于圖1A所示的電路，輸入阻抗RACIN滿足：RACIN＝VACIN/iACIN＝VIN/iIN＝F(X)*VOUT/iIN為了使得輸入阻抗RACIN恒阻，只需要控制輸入電流iIN使其與F(X)成比例，即，iIN＝nF(X)，其中n為固定值。在此前提下，輸入阻抗RACIN滿足，RACIN＝F(X)*VOUT/[n*F(X)]＝VOUT/n。優(yōu)選地，在功率變換器需要恒壓輸出時，可以在控制電路2中設置反饋與補償電路23。反饋與補償電路23用于獲取表征輸出電壓與參考電壓誤差的電壓補償信號VC。同時，控制信號生成電路22用于以使得電流檢測信號VIg正比于電壓變換函數F(X)和電壓補償信號VC的乘積為目標生成開關控制信號。由于電壓補償VC用于形成電壓控制閉環(huán)以使得輸出電壓VOUT在電壓控制閉環(huán)的帶寬范圍內被調節(jié)為固定值，并且，電壓補償VC相對于工頻輸入電流的變化要緩慢的多，可以近似認定為不變，因此，通過使得iIN＝p*VC*F(X)可以在實現恒壓控制的同時實現PFC控制。圖1B是本發(fā)明實施例的功率變換器的另一種實現方式的示意圖。圖1B所示的功率轉換器通常也可為無橋交流-直流轉換器(BridgelessPFC)，其輸入端口輸入交流電壓VACIN，對應的輸入電流為交流電流iACIN，向負載輸出直流輸出電壓VOUT。還可以設置有輸出電容COUT。通過PFC控制使得輸入阻抗RACIN表現為電阻，從而使得功率因數為1。與圖1A類似，控制器2包括電流檢測電路21和控制信號生成電路22。其中，電流檢測電路21用于獲取表征輸入電流iACIN的電流檢測信號VIg?？刂菩盘柹呻娐?2用于以使得電流檢測信號與電壓變換函數F(X)成比例為目標生成開關控制信號Q。通過控制開關管的開關動作，使得輸入電流在開關周期內的平均值與表征輸入電壓與輸出電壓之比的電壓變換函數成比例，使得整個功率變換器呈現為純阻態(tài)，在不同的工作模式(例如，連續(xù)模式、臨界導通模式和斷續(xù)模式)下均可以保持功率因數為1或接近1，有利于功率的擴展提升，同時有效地抑制諧波。同時，可以適用于定頻或準定頻控制方式，可以適用于單相或多相功率級電路，具有廣泛的適用性。而且，本發(fā)明的技術方案無須采樣輸入電壓，電路結構更加緊湊。本發(fā)明實施例的技術方案可以適用于上述任一種功率變換器。下文中以采用升壓型(BOOST)拓撲的直流-直流變換器為例說明本發(fā)明實施例的技術方案。容易理解，本發(fā)明進行功率轉換器的PFC控制的方法、電路以及精神也可以適用于其它類型的直流-直流變換器(例如，降壓型拓撲、升降壓型拓撲、反激式拓撲以及正激式拓撲或其它類似電路)或如圖1B所示的無橋式交流-直流功率變換器。圖2是本發(fā)明一個實施例的功率變換器的電路示意圖。如圖2所示，本實施例的功率變換器包括升壓型變換器1和控制電路2。其中，升壓型變換器1包括電感L、功率開關M、整流二極管D和輸出電容COUT。電感L連接在升壓型變換器1的輸入端i和中間端m之間。功率開關M連接在中間端m和接地端之間。整流二極管D連接在中間端m和輸出端o之間。輸出電容COUT連接在輸出端o和接地端之間。輸出端與負載連接。容易理解，圖2中的升壓型變換器1僅為示例，本領域技術人員可以根據實際需要對其進行各種形式修改，例如將整流二極管D替換為同步整流開關?？刂齐娐?包括電流檢測電路21、控制信號生成電路22和反饋與補償電路23。其中，控制信號生成電路22進一步包括乘法電路MUL1和生成電路GEN1。乘法電路MUL1用于輸出第一乘積信號，所述第一乘積信號用于表征所述電壓變換函數和所述電壓補償信號的乘積，也即，乘法電路MUL1輸出VC*F(X)。生成電路GEN1輸入電流檢測信號VIg和第一乘積信號VC*F(X)，以使得兩者相等(如圖中所示)或以不為1的系數成正比為目標生成開關控制信號Q。應理解，在本實施例中，相等視為以系數1成比例，也即為成正比的特殊情況?？梢钥吹?，在圖2所示的電路中，控制電路2形成了由反饋與補償電路23、乘法電路MUL1和生成電路GEN1構成的電壓控制環(huán)路，以及由電流檢測電路21和生成電路GEN1構成的電流環(huán)路。同時，功率變換器的輸出電壓的變化較輸入電流的變化慢的多。因此，可以一方面實現對于電壓的恒壓控制，同時，還可以在較短的時間周期內實現PFC控制。應理解，反饋與補償電路23并非必須，在不需要進行恒壓輸出時電路中可以不設置反饋與補償電路23。以下結合附圖對圖2所示的電路的原理做進一步說明。圖3是圖2所示的功率變換器在CCM模式下的工作波形圖。如圖3所示，對于升壓型變換器，在CCM模式下，電感電流在功率開關導通期間TON上升，在功率開關關斷期間TOFF持續(xù)下降至最低值，然后再開始下一個周期。根據電感電流的伏秒平衡，輸入電壓和輸出電壓滿足如下近似關系：VIN*TON＝(VOUT-VIN)*TOFF進而可得：VIN＝VOUT*TOFF/(TON+TOFF)。同時，BCM模式與CCM模式類似，只是電感電流在開關周期最后會下降到零，因此，也可以利用上述公式分析輸入電壓和輸出電壓之間的關系。圖4是圖2所示的功率變換器在DCM模式下的工作波形圖。如圖4所示，對于升壓型變換器在DCM模式下，電感電流在功率開關導通期間TON上升，在功率開關關斷期間TOFF先持續(xù)下降至零，然后保持為零直至下一周期開始。電感電流由峰值下降至零的時間區(qū)間在圖中示出為GTOFF。根據電感電流的伏秒平衡，輸入電壓和輸出電壓滿足如下關系：VIN*Ton＝(VOUT-VIN)*GTOFF進而可得：VIN＝VOUT*GTOFF/(TON+GTOFF)。由以上兩種情況分析可知，對于電感電流的變化而言，可以認為CCM模式和BCM模式均是DCM模式的特殊情況。也就是說，在CCM模式中，可以理解為GTOFF＝TOFF。由此，可以將每個開關周期劃分為開關控制信號導通期間TON，開關控制信號關斷期間TOFF，其中，開關控制信號關斷期間包括一個開關控制信號切換為關斷至電感電流下降為零期間GTOFF(也即，電感電流由峰值下降至零的時間期間)。該期間可以通過電感電流過零檢測獲得電流過零點并進而結合電流峰值檢測或開關控制信號獲得。電感電流過零檢測可以由電流檢測電路21實現。在CCM模式中，GTOFF＝TOFF。由此，可以基于如上公式來對三種模式的電壓變換函數F(X)做進一步分析。將VIN＝VOUT*GTOFF/(TON+GTOFF)代入RIN＝VIN/iIN可得：RIN=VOUT·GTOFF(TON+GTOFF)·iIN]]>由此可知，要使得輸入阻抗RIN為恒定值，需要使得iIN與F(X)＝GTOFF/(TON+GTOFF)成正比。在本實施例中，電流檢測信號VIg表征電感電流iL在開關周期內的平均值，因此，可以進一步得到：RIN=VINVIg=VOUT·GTOFFTON+GTOFFVIg]]>根據上式可知，只要開關控制信號Q可以使得電流檢測信號Vlg正比于第一乘積信號VC*F(X)，就可以使得輸入阻抗RIN為恒定的有理數。所以，生成電路GEN1據此生成開關控制信號Q以形成PFC控制的閉環(huán)。對于本實施例的控制電路，可以完全重新設計電路方案，也可以基于現有的電流控制環(huán)路來進行改進。圖5是現有的功率變換器電流控制環(huán)路的電路示意圖。如圖5所示，現有的控制電路中，通常包括電路檢測電路21n和控制信號生成電路22n。其中，電流檢測電路21n輸出用于表征輸入電流(在采樣時刻的值或在一段時間周期內的均值)的電流檢測信號VIg。控制信號生成電路22n包括開關Sn、電容Cref和電流源Iref、比較器CMPn和RS觸發(fā)器RSn。其中，開關Sn在功率開關導通期間導通，也即，可以由開關控制信號Q來控制。開關Sn、電容Cref和電流源Iref并聯在比較器CMPn的同相輸入端和接地端之間。在開關Sn關斷時，電流源Iref向電容Cref充電，使得同相輸入端的電壓ViREF不斷上升。在開關Sn導通時，電容Cref被放電，同相輸入端的電壓升快速下降到零。比較器CMPn的反相輸入端輸入電流檢測信號VIg。在時鐘信號CLK將RS觸發(fā)器RSn復位后，開關控制信號Q切換為關斷狀態(tài)。此時，開關Sn切換為關斷，比較器CMPn的同相輸入端電壓開始上升，在其上升到大于電流檢測信號VIg時，比較器CMPn輸出高電平，RS觸發(fā)器RSn置位，開關控制信號Q切換為導通狀態(tài)。開關控制信號Q為關斷狀態(tài)的時間TOFF實際上由電流檢測信號VIg和電流源Iref以及電容Cref決定。圖5所示的電流控制環(huán)路可以使得電流檢測信號VIg(也即，正比于輸入電流在開關周期內的平均值的信號)與比較器CMPn同相輸入端的電壓峰值ViREF相等。所表征的輸入電流(在本實施例中也是電感電流)在開關周期內的平均值保持恒定。對于圖5所示電路，比較器CMPn的同相輸入端的峰值滿足：ViREF=Iref·TOFFCref]]>由于VIg＝ViREF，由此可得輸入阻抗?jié)M足：RIN=VINVIg=VOUT·GTOFFTON+GTOFFIref·TOFFCref=VOUT·CrefIref·GTOFFTON+GTOFFTOFF]]>優(yōu)選地，在同時需要進行恒壓輸出時，通常會將電流源Iref設置為由電壓補償信號VC控制的電壓控制電流源，由此，引入電壓控制環(huán)路進行恒壓控制。在此前提下，電流源Iref滿足：i＝gm*VC，其中gm為受控電流源的放大系數，進而可得：RIN=VOUT*Crefgm*VC·GTOFFTON+GTOFFTOFF]]>如果給電壓補償信號VC引入一個增益K，則可得：RIN=VOUT*Crefgm*K*VC·GTOFFTON+GTOFFTOFF]]>由于引入了恒壓控制，輸出電壓VOUT在電流控制環(huán)路帶寬頻率范圍內為固定值，進而，電壓補償信號VC也為固定值。在電容Cref的電容值不變時，如果使得就可以使得輸入阻抗表現為恒阻狀態(tài)，進而實現PF為1的PFC控制目的。由此，在現有的電流控制環(huán)路基礎上，在電壓控制電流源的控制端和反饋與補償電路之間增加一個乘數為K的乘法電路，可以實現PFC控制目的。圖6是圖2所示的功率變換器的一個優(yōu)選實施方式電路示意圖。如圖6所示，控制電路2包括電流檢測電路21、控制信號生成電路22和反饋與補償電路23。其中，反饋與補償電路23包括分壓電路、誤差放大器gm和補償電路CMPA。分壓電路用于將輸出電壓VOUT分壓后輸出到誤差放大器gm，誤差放大器gm將反饋電壓與參考電壓VREF比較后輸出放大的誤差信號，并經由補償電路CMPA獲得電壓補償信號VC?？刂菩盘柹呻娐?2包括乘法電路MUL1和生成電路GEN1。具體地，生成電路GEN1包括開關Sg、電容Cref和受控電流源Iref、比較器CMP和RS觸發(fā)器RS。乘法電路MUL1連接在受控電路源Iref的控制端和電壓補償信號輸出端cp之間，用于輸出正比于K*VC的電壓信號或電流信號(可稱為第一乘積信號)。優(yōu)選地，乘法電路MUL1可以通過根據開關控制信號控制至少一個開關通斷以獲取所述第一乘積信號。圖7是圖6所示的乘法電路的電路示意圖。如圖7所示，乘法電路MUL1包括開關S1-S4、電阻R1-R3、電容C1-C3以及運算放大器OP1。開關S1連接在電壓補償信號輸出端cp和第一端a之間。開關S2連接在第一端a和接地端之間。電阻R1連接在第一端a和第二端b之間。電容C1連接在第二端b和接地端之間。開關S1-S2與電阻R1和電容C1一同組成了乘法電路MUL1的第一級電路。其中，開關S1在開關控制信號Q切換為關斷至電感電流下降為零期間GTOFF導通(為了更加直觀，圖中在相應開關的控制端示出導通的時間區(qū)間)。開關S1的控制信號可以通過電流檢測電路21檢測輸入電流的過零點獲取。開關S2在開關控制信號Q導通期間TON導通。在開關S1導通期間，開關S2關斷，電壓補償信號輸入端cp的電壓VC經由電阻R1對電容C1充電。在開關S2導通期間，開關S1關斷，電容C1經由電阻R1對地放電。由于電阻R1和電容C1組成的RC電路可以平滑脈沖輸入，在連續(xù)的脈寬調制信號控制下，乘法電路的第一級輸出是具有極小紋波疊加分量的平滑直流電壓和直流電流，該電壓V2滿足：V2=VC·GTOFFTON+GTOFF]]>乘法電路MUL1的第一級電路的結構和占空比獲取電路的結構相同，通過控制開關通斷來在輸入信號上附加與開關控制信號參數相關的函數。運算放大器OP1、開關S3-S4、電阻R2-R3以及電容C2-C3組成了所述乘法電路MUL1的第二級電路。運算放大器OP1的同相輸入端與第二端b連接，反相輸入端與第三端c連接。開關S3連接在運算放大器OP1的輸出端和第四端d之間。開關S4連接在第四端d和接地端之間。其中，開關S3在開關控制信號Q關斷期間TOFF導通。開關S4在開關控制信號Q導通期間TON導通。電阻R2連接在第三端c和第四端d之間。電容C2連接在第三端c和接地端之間。電阻R3連接在運算放大器OP1的輸出端和第一乘積信號輸出端之間。電容C3連接在第一乘積信號輸出端和接地端之間。對于運算放大器OP1，其兩個輸入端的電壓相等，因此，第三端c的電壓V3等于第二端b的電壓V2。同時，開關S3-S4、電阻R2、和電容C2構成的連接子運算放大器OP1的輸出端和反向輸入端之間的反饋電路結構與乘法電路的第一級電路相同。運算放大器OP1的輸出端電壓VOP與第二端b的電壓V2滿足：V2=VOP·ToffTon+Toff]]>進而有：VOP=V2·TON+ToffToff=VC·GToffTon+GToff·TON+ToffToff=VC·GTOFF(TON+GTOFF)·TOFF·TS=VC·K·TS]]>其中，TS＝TOFF+TON為開關周期。由于本實施方式中的開關周期固定。因此，運算放大器OP1的輸出端電壓VOP正比于K*VC。電阻R3和電容C3組成的RC電路用于對運算放大器OP1的輸出端電壓VOP進行平滑后輸出第一乘積信號。在上述實施例中，生成電路通過RS觸發(fā)器接收時鐘信號控制開關控制信號進行狀態(tài)切換(由導通狀態(tài)切換為關斷狀態(tài))。也即，上述實施例中的開關控制信號具有固定的開關周期，對于功率變換器的控制是一種定頻控制。但是，本發(fā)明實施例并不限于固定開關周期的控制電路。對于以準定頻控制方式進行開關控制信號生成的電路，由于其開關周期在大部分時候都是固定的或近似相等的，因此，也可以使用與本實施例相同的方式來實現PFC控制。具體地，可以采用例如中國專利CN102594118中公開的導通信號發(fā)生電路或類似電路作為準定頻信號生成電路來生成準定頻信號。準定頻信號是在一段時間周期內頻率恒定的準定頻信號。在此前提下，控制信號生成電路接收準定頻信號控制所述開關控制信號進行狀態(tài)切換。由此，無需內置時鐘信號生成電路即可以近似于定頻的方式控制功率開關。第一乘積信號作用到生成電路GEN1的受控電流源Iref的控制端，使得其輸出正比于K*VC的電流信號。從而生成電路GEN1以使得輸入的電流檢測信號與所述電流信號成正比為目標生成開關控制信號Q同時實現恒壓控制和PFC控制。如上所述，由于CCM模式和BCM模式均可以視為DCM模式的特殊情況(也即，在CCM模式和BCM模式中，GTOFF＝TOFF)因此，本實施例的技術方案可以適用于所有模式，在所有工作模式下實現PFC控制。當然，對于其它類型的功率級電路，其電壓變換函數不同，在此前提下，可以根據功率級電路的拓撲結構選擇對應的電壓變換函數進行操作，以實現在不同的拓撲結構下對不同工作模式(比如，CCM模式、BCM模式或DCM模式)下通用的PFC控制。同時，控制信號生成電路也可以采用數字電路來實現。圖8是圖2所示的功率變換器的另一個優(yōu)選實施方式的電路示意圖。如圖8所示，控制電路2包括電流檢測電路21、控制信號生成電路22和反饋與補償電路23。其中，電流檢測電路21包括模擬電流檢測電路和模數轉換電路ADC1。模數轉換電路ADC1用于將模擬形式的電流檢測信號VIg轉換為數字信號DVIg。同時，反饋與補償電路23也包括模數轉換電路ADC2，用于先將分壓獲得的反饋電壓VFB轉換為數字信號DVFB，然后再通過數字反饋和補償電路輸出數字信號形式的電壓補償信號DVC?？刂菩盘柹呻娐?2包括乘法電路MUL1’和生成電路GEN1’。乘法器MUL1’對電壓補償信號DVC乘以系數K以后，輸出乘積信號。而生成電路GEN1’輸入數字電流檢測信號DVIg和數字乘積信號K*DVC，以使得兩者相等或不為1的系數成比例為目標通過數字脈寬調制生成開關控制信號Q。容易理解，在以數字方式進行開關控制信號生成的實施方式中，可選地，控制信號生成電路22中的乘法電路MUL1’和生成電路GEN1’可以是專門設置的數字邏輯電路；可替換地，控制信號生成電路22也可以是通用數字信號處理電路，而乘法電路MUL1’和生成電路GEN1’通過通用數字信號處理電路執(zhí)行對應的程序或功能模塊實現。在以上的實施方式中，控制信號生成電路獲取電流檢測信號VIg和電壓變換函數F(X)，直接以使得VIg正比于F(X)為目標生成開關控制信號。另一方面，還可以將電壓變換函數F(X)分解為兩個部分，例如，將F(X)分解為F2(X)/F1(X)，控制信號生成電路可以對電流檢測信號VIg乘以電壓變換函數的一部分后，與電壓變換函數的另一部分進行比較，以使得兩者成比例為目標生成開關控制信號。也即，以使得VIg*F1(X)正比于F2(X)為目標生成開關控制信號。這可以間接實現與上述實施例相同的目的。又一方面，控制信號生成電路還可以對電流檢測信號VIg乘以電壓變換函數的倒數1/F(X)得到VIg/F(X)，以使得VIg/F(X)為常數或一個近似于常數的量，例如，電壓補償信號VC，為目標來生成開關控制信號。由此，也可以間接實現與上述實施例相同的目的。圖9是本發(fā)明另一個實施例的功率變換器的電路示意圖。如圖9所示，功率級電路1以及控制電路2中的電流檢測電路21和反饋與補償電路23與在前的實施例相同，在此不再贅述。在圖9中，控制電路2包括控制信號生成電路22?？刂菩盘柹呻娐?2包括乘法電路MUL2和MUL3以及生成電路GEN2。乘法電路MUL2用于輸出第二乘積信號，所述第二乘積信號用于表征第一變換函數F1(X)和電流檢測信號VIg的乘積。乘法電路MUL3用于輸出第三乘積信號。第三乘積信號用于表征第二變換函數F2(X)和電壓補償信號VC的乘積。生成電路GEN2用于輸出開關控制信號以保持第二乘積信號F1(X)*VIg和第四乘積信號F2(X)*VC基本成正比。其中，第二變換函數與第一變換函數的商F2(X)/F1(X)等于所述電壓變換函數F(X)。由于F1(X)*VIg與F2(X)*VC成正比，則，VIg與VC*F2(X)/F1(X)成正比，也即，VIg與F(X)*VC基本成正比。從而可以使得功率變換器的PFC為1，同時實現恒壓控制和PFC控制。本實施例的控制信號生成電路22可以使用模擬電路實現，例如，乘法電路MUL2和MUL3可以用于根據開關控制信號控制至少一個開關通斷以獲取所述第二乘積信號。圖10是圖9所示的功率變換器的一個優(yōu)選實施方式的電路示意圖。如圖10所示，乘積電路MUL2包括開關S5-S6、電阻R4和電容C4。開關S5連接在電流檢測信號輸出端(比較器的反相輸入端)和第五端e之間。開關S6連接在第五端e和接地端之間。電阻R4連接在第五端e和第二乘積信號輸出端之間。電容C4連接在第二乘積信號輸出端和接地端之間。其中，開關S5在開關控制信號關斷期間導通，開關S6在開關控制信號導通期間導通。由此，乘法電路MUL2的輸出信號為：VIg·ToffTon+Toff]]>乘積電路MUL3包括開關S7-S8、電阻R5和電容C5。開關S7連接在電壓補償信號輸出端和第六端f之間。開關S8連接在第六端f和接地端之間。電阻R5連接在第六端f和第三乘積信號輸出端之間。電容C5連接在第三乘積信號輸出端和接地端之間。其中，開關S7在開關控制信號切換為關斷至電感電流下降為零期間GTOFF導通。開關S8在開關控制信號導通期間TON導通。由此，乘法電路MUL3的輸出信號為：生成電路GEN2用于輸出開關控制信號以保持所述第二乘積信號和所述第三乘積信號基本成正比。其原理以及結構與在前所述的生成電路相同，在此不再贅述。同時，控制信號生成電路22也可以采用數字電路實現獲取第二乘積信號、第三乘積信號以及生成開關控制信號。圖11是圖9所示的功率變換器的另一個優(yōu)選實施方式的電路示意圖。如圖11所示，控制電路2包括電流檢測電路21、控制信號生成電路22和反饋與補償電路23。其中，電流檢測電路21包括模數轉換電路ADC1，用于將模擬形式的電流檢測信號VIg轉換為數字信號DVIg。同時，反饋與補償電路23也包括模數轉換電路ADC2，用于先將分壓獲得的反饋電壓VFB轉換為數字信號DVFB，然后再通過數字誤差放大器和補償電路輸出數字信號形式的電壓補償信號DVC。控制信號生成電路22包括乘法電路MUL2’和MUL3’以及生成電路GEN2’。乘法器MUL2’對電流檢測信號DVIg乘以系數以后輸出第二乘積信號。乘法器MUL3’對電壓補償信號DVC乘以系數以后，輸出第三乘積信號。而生成電路GEN2’輸入數字形式的第二乘積信號和第三乘積信號，以使得兩者相等或成比例為目標通過數字脈寬調制(DPWM)生成開關控制信號Q。容易理解，在以數字方式進行開關控制信號生成的實施方式中，可選地，控制信號生成電路22中的乘法電路MUL2’、MUL3’和生成電路GEN2’可以是專門設置的數字邏輯電路；可替換地，控制信號生成電路22也可以是通用數字信號處理電路，而乘法電路MUL2’、MUL3’和生成電路GEN2’通過通用數字信號處理電路執(zhí)行對應的程序或方法流程實現。圖12是本發(fā)明又一個實施例的功率變換器的電路示意圖。如圖12所示，功率級電路1以及控制電路2中的電流檢測電路21和反饋與補償電路23與在前的實施例相同，在此不再贅述。在圖12中，控制電路2還包括控制信號生成電路22。控制信號生成電路22包括乘法電路MUL4和生成電路GEN3。其中，乘法電路MUL4用于輸出第四乘積信號，所述第四乘積信號用于表征所述電壓變換函數的倒數1/F(X)和電流檢測信號VIg的乘積。生成電路GEN3用于輸出開關控制信號以保持所述第二乘積信號VIg/F(X)和所述電壓補償信號VC基本相等或基本成正比。由于VIg/F(X)與VC基本成正比，則，VIg與F(X)*VC基本成正比。從而可以使得功率變換器的PFC為1，同時實現恒壓控制和PFC控制。本實施例的控制信號生成電路22可以使用模擬電路實現，例如，乘法電路MUL4可以用于根據開關控制信號控制至少一個開關通斷以獲取所述第二乘積信號。同時，控制信號生成電路22也可以采用數字電路實現獲取第四乘積信號以及生成開關控制信號。圖13是本發(fā)明又一個實施例的功率變換器的電路示意圖。與在前的實施例不同，本實施例的功率變換器包括N路并聯的功率級電路1i以及對應的N路控制電路2i，i＝1-N。其中，N路功率級電路并聯在輸入端和輸出端之間。每路功率級電路具有不同的輸入電流和相同的輸出電壓。各路功率級電路1i可以共用一個輸出電容。N路控制電路分別用于控制N路功率級電路。其中，每路控制電路也均包括電流檢測電路21i和控制信號生成電路22i，i＝1-N。電流檢測電路21i用于檢測對應的功率級電路的輸入電流，以獲取表征對應的功率級電路的輸入電流的電流檢測信號VIgi?？刂菩盘柹呻娐?2i用于以使得所述電流檢測信號與電壓變換函數成比例為目標生成開關控制信號Qi控制對應的功率級電路1i。其中，控制信號生成電路可以采用如上各實施例所述的電路結構實現。在各路功率級電路的電路結構和參數相同或基本相同時，其電壓變換函數相同。由于控制電路的控制目標是使得對應的功率級電路的輸入電流與電壓變換函數成比例，因此，不同的控制電路在進行控制時，不僅對PFC進行了校正，使得功率因子近似為1，同時還可以實現在不同的功率級電路間均流，使得各功率級電路的輸入電流相等?？梢酝瑫r實現多個所需的技術效果，而不需要對電路結構進行大幅修改。采用如圖13所述的多相功率級電路來進行功率轉換，可以減小功率器件的負擔，提高電源的功率密度，減小輸出電壓紋波。進一步地，如圖13所示，在控制電路包括電壓反饋環(huán)路時，也即，控制電路需要依賴于反饋與補償電路提供電壓補償信號時。N路控制電路2i可以分別設置反饋與補償電路。但是，由于各路功率級電路的輸出電壓相同，因此，N路控制電路2i也可以共用一個的反饋與補償電路23(如圖13所示)。這可以有效減小電路規(guī)模。綜上所述，本發(fā)明實施例的方案對于固定的功率級電路拓撲結構，在不同的工作模式下基于相同的電壓變換函數均可以實現較好的功率因子校正效果，使得功率變換器具有更大的工作范圍。同時，本發(fā)明實施例的方案可以適用于多相的功率級電路，也可以適用于單相的功率級電路，可以適用于定頻控制方式，也可以適用于準定頻控制方式，可以適用于非隔離式功率轉換電路，也可以適用于隔離式功率轉換電路，可以適用于直流-直流變換器，也可以適用于無橋的交流-直流變換器，具有極為廣泛的適用性。圖14是本發(fā)明實施例的功率變換器控制方法的流程圖。如圖13所示，所述方法包括：步驟1410、獲取輸入電流或其檢測信號。步驟1420、以使得功率變換器的輸入電流與電壓變換函數成比例為目標控制功率級電路。其中，所述電壓變換函數為功率變換器的輸入電壓與輸出電壓的比。優(yōu)選地，所述電壓變換函數隨所述開關控制信號變化。優(yōu)選地，所述電壓變換函數根據所述功率變換器的功率級電路的拓撲變化。優(yōu)選地，以使得功率變換器的輸入電流與電壓變換函數成比例為目標控制功率級電路包括：以使得電流檢測信號正比于所述電壓變換函數和所述電壓補償信號的乘積為目標生成開關控制信號。其中，所述電流檢測信號用于表征所述輸入電流。本實施例的方法通過調制輸入電流，使得其與表征輸入電壓與輸出電壓之比的電壓變換函數成比例，使得整個功率變換器呈現為純阻態(tài)，在不同的工作模式下均可以保持功率因數為1或接近1，有利于功率的擴展提升。同時，可以適用于定頻或準定頻控制方式，可以適用于單相或多相功率級電路，具有廣泛的適用性。而且，本發(fā)明的技術方案無須采樣輸入電壓，電路結構更加緊湊。以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例，并不用于限制本發(fā)明，對于本領域技術人員而言，本發(fā)明可以有各種改動和變化。凡在本發(fā)明的精神和原理之內所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發(fā)明的保護范圍之內。當前第1頁1 2 3