包括說明書、附圖和摘要的于2015年10月29日提交的日本專利申請(qǐng)?zhí)?015-212484的全部公開內(nèi)容通過引用合并于此。

背景技術(shù)：

本發(fā)明涉及電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備和電機(jī)系統(tǒng)，并且涉及有助于調(diào)整例如電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電流的相位的技術(shù)。

例如，專利文獻(xiàn)1公開了一種系統(tǒng)，該系統(tǒng)用于基于算術(shù)表達(dá)式來計(jì)算電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電壓的相位，該算術(shù)表達(dá)式采用電機(jī)的角頻率、驅(qū)動(dòng)電流值和特征常數(shù)(扭矩常數(shù)和阻抗值)。專利文獻(xiàn)2公開了一種系統(tǒng)，其中，反電動(dòng)勢(shì)的相位和驅(qū)動(dòng)電流的相位中的一個(gè)被選擇為控制電機(jī)的激勵(lì)計(jì)時(shí)。

(專利文獻(xiàn)1)日本未審查專利申請(qǐng)公開號(hào)2010-288396

(專利文獻(xiàn)2)日本未審查專利申請(qǐng)公開號(hào)2005-102447

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

為了以高效率程度驅(qū)動(dòng)電機(jī)，有必要使驅(qū)動(dòng)電流以最優(yōu)相位流動(dòng)通過電機(jī)。電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電流實(shí)際上是通過對(duì)電機(jī)施加驅(qū)動(dòng)電壓來生成的。因此，為了優(yōu)化驅(qū)動(dòng)電流的相位，有必要優(yōu)化驅(qū)動(dòng)電壓的相位。例如，如專利文獻(xiàn)1所示，可以基于使用電機(jī)的角頻率、驅(qū)動(dòng)電流值和特征常數(shù)的算術(shù)表達(dá)式來計(jì)算驅(qū)動(dòng)電壓的最佳相位。

這里，例如，針對(duì)每個(gè)類型的電機(jī)確定電機(jī)的特征常數(shù)。然而，即使使用相同類型的電機(jī)，也存在由于例如制造變化而導(dǎo)致的特征常數(shù)的變化在每個(gè)電機(jī)中發(fā)生的可能性。即使單個(gè)電機(jī)被稱為對(duì)象，也存在由于時(shí)間劣化而導(dǎo)致特征常數(shù)的變化以時(shí)間順序發(fā)生的可能性。當(dāng)特征常數(shù)的變化發(fā)生時(shí)，電機(jī)的效率降低，并且用于保持恒定旋轉(zhuǎn)的消耗電流相應(yīng)地增加。

鑒于上述內(nèi)容，實(shí)現(xiàn)通過下面的實(shí)施例描述的本發(fā)明，并且本發(fā)明的其他問題和新的特征將從本說明書的描述和附圖中變得清楚。

根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備設(shè)置有驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器，其確定用作驅(qū)動(dòng)電壓的相位的第一相位。第一相位是將在用作電機(jī)的反電動(dòng)勢(shì)的相位的基準(zhǔn)電壓相位和用作驅(qū)動(dòng)電流的相位的基準(zhǔn)電流相位之間的相位差設(shè)置為規(guī)定值所需的。驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器包括相位算術(shù)單元和相位校正單元。相位運(yùn)算單元基于規(guī)定的算術(shù)表達(dá)式來計(jì)算用作驅(qū)動(dòng)電壓的相位的第二相位，以將在基準(zhǔn)電壓相位和基準(zhǔn)電流相位之間的相位差基本上減小為零。相位校正單元通過將校正值與第二相位相加來確定第一相位，并且輸入基準(zhǔn)電壓相位和基準(zhǔn)電流相位，以通過反饋控制來更新校正值的幅值，以便于使相位差收斂到規(guī)定值。PWM控制器基于第一相位來移位與基準(zhǔn)電壓相位同步的激勵(lì)控制計(jì)時(shí)，并且生成PWM信號(hào)以將驅(qū)動(dòng)電壓控制為正弦波形。

根據(jù)上述一個(gè)實(shí)施例，能夠優(yōu)化電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電流的相位。

附圖說明

圖1是圖示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例1的電機(jī)系統(tǒng)的概況配置的示例的功能框圖；

圖2是圖示圖1所示的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的主要部分的配置的示例的功能框圖；

圖3A、圖3B和圖3C是圖示圖2所示的正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器的操作原理的說明圖；

圖4是圖示圖2所示的正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器的操作原理的說明圖；

圖5是圖示圖2所示的SPM驅(qū)動(dòng)器的配置的示例的電路框圖；

圖6是圖示圖2所示的驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器的主要部分及其周圍的概況配置的示例的框圖；

圖7是圖示圖6所示的相位校正單元的整體操作的示例的流程圖；

圖8是圖示圖6所示的驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器中的相位算術(shù)單元和相位校正單元的具體配置的示例的框圖；

圖9A和圖9B是說明圖8所示的相位算術(shù)單元的操作的補(bǔ)充圖；

圖10是圖示圖6所示的旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器的檢測(cè)時(shí)段的示例的波形圖；

圖11是圖示圖6所示的反電動(dòng)勢(shì)(反EMF)相位檢測(cè)器的具體配置的示例的電路圖；

圖12是圖示圖11所示的反EMF相位檢測(cè)器的操作的示例的說明圖；

圖13是圖示圖6所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器的具體配置的示例的電路圖；

圖14是圖示圖13所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器的操作原理的波形圖；

圖15A是圖示圖14中的拉電流(source current)時(shí)的逆變器的操作示例的說明圖；

圖15B是圖示圖14的灌電流(sink current)時(shí)的逆變器的操作示例的說明圖；

圖16是圖示本發(fā)明的實(shí)施例2的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的主要部分的配置的示例的功能框圖；

圖17是圖示圖16所示的驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器中的相位算術(shù)單元和相位校正單元的具體配置的示例的框圖；

圖18是圖示圖17所示的相位校正單元的整體操作的示例的流程圖；

圖19是圖示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例3的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的反EMF相位檢測(cè)器的配置的示例的電路圖；以及

圖20是圖示本發(fā)明的實(shí)施例3的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器的配置的示例的電路圖。

具體實(shí)施方式

以下實(shí)施例通過為了方便在需要時(shí)被分成若干部分或?qū)嵤├齺斫忉?。然而，除非特別清楚地指定，否則劃分的部分或?qū)嵤├⒎腔ゲ幌嚓P(guān)，而是一個(gè)可以被視為是其他的一些或全部的修改示例、細(xì)節(jié)或補(bǔ)充說明。當(dāng)在下面的實(shí)施例中引用元件的數(shù)目(包括數(shù)目、數(shù)值、量、范圍)時(shí)，并不總是限于元件的具體數(shù)目，而是可以大于或小于具體數(shù)目，除非明確規(guī)定并且在理論上并且清楚地限制為具體數(shù)目。

在下面的實(shí)施例中，不必說部件(包括元件步驟)不一定是必須的，除非明確規(guī)定并且在理論上認(rèn)為其顯然是必須的。類似地，在下面的實(shí)施例中，當(dāng)描述部件等的形式、位置關(guān)系等時(shí)，應(yīng)當(dāng)包括類似于或基本上類似于該形式等的，除非明確規(guī)定并且在理論上認(rèn)為不是這樣。這同樣適用于數(shù)值和范圍。

雖然沒有具體限制，但是通過采用公知的CMOS(互補(bǔ)MOS晶體管)集成電路技術(shù)，在諸如單晶硅的半導(dǎo)體襯底上形成配置實(shí)施例的每個(gè)功能塊的電路元件。

以下，參考附圖具體說明本發(fā)明的實(shí)施方式。在用于說明本發(fā)明的實(shí)施例的整個(gè)圖中，原則上對(duì)相同的元件附加相同的附圖標(biāo)記，并且省略其重復(fù)說明。

(實(shí)施例1)

《電機(jī)系統(tǒng)的概況》

圖1是圖示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例1的電機(jī)系統(tǒng)的概況配置的示例的功能框圖。圖1圖示了作為電機(jī)系統(tǒng)的示例的硬盤設(shè)備(以下簡(jiǎn)稱為HDD設(shè)備)的配置的示例。圖1所示的HDD設(shè)備包括HDD控制器HDDCT、高速緩存存儲(chǔ)器CMEM、讀取/寫入設(shè)備RWIC、電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC和磁盤機(jī)構(gòu)DSKM。例如，HDD控制器HDDCT由包括處理器的片上系統(tǒng)(SoC)組成。例如，高速緩存存儲(chǔ)器CMEM和讀取/寫入設(shè)備RWIC分別由不同的半導(dǎo)體芯片組成。

磁盤機(jī)構(gòu)DSKM包括磁盤(在此為硬盤)DSK、主軸電機(jī)(以下簡(jiǎn)稱為電機(jī))SPM、磁頭HD、臂機(jī)構(gòu)AM、音圈電機(jī)VCM和斜坡機(jī)構(gòu)RMP。電機(jī)SPM使磁盤DSK旋轉(zhuǎn)。音圈電機(jī)VCM通過臂機(jī)構(gòu)AM控制磁頭HD在磁盤DSK的直徑方向上的位置。磁頭HD在由音圈電機(jī)VCM確定的規(guī)定位置處在磁盤DSK上讀取和寫入數(shù)據(jù)。當(dāng)不執(zhí)行數(shù)據(jù)的讀取/寫入時(shí)，斜坡機(jī)構(gòu)RMP用作磁頭HD的縮進(jìn)區(qū)域。

例如，電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC由一個(gè)半導(dǎo)體芯片組成。電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC包括數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC和VCM驅(qū)動(dòng)器VCMDV，以驅(qū)動(dòng)音圈電機(jī)VCM。電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC包括SPM控制器SPMCT、采樣保持電路SH，感測(cè)放大器電路SA、模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC、SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV和旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器RPSDET，以便于驅(qū)動(dòng)電機(jī)SPM。電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC包括串行IF和寄存器單元SIFREG，以便于設(shè)置電機(jī)SPM和音圈電機(jī)VCM的驅(qū)動(dòng)條件。

讀取/寫入設(shè)備RWIC驅(qū)動(dòng)磁頭HD以使磁頭HD執(zhí)行數(shù)據(jù)的讀取/寫入。HDD控制器HDDCT控制整個(gè)HDD設(shè)備。HDD控制器HDDCT與電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC的串行IF和寄存器單元SIFREG通信，并且指令電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC關(guān)于電機(jī)SPM和音圈電機(jī)VCM的驅(qū)動(dòng)條件。HDD控制器HDDCT還指令讀取/寫入設(shè)備RWIC執(zhí)行數(shù)據(jù)的讀取/寫入。在這種情況下，要被指令給讀取/寫入設(shè)備RWIC的寫入數(shù)據(jù)和經(jīng)由讀取/寫入設(shè)備RWIC從磁頭HD獲得的讀取數(shù)據(jù)被保持在高速緩存存儲(chǔ)器CMEM中。

接下來，簡(jiǎn)要說明所涉及的HDD設(shè)備的一般操作。首先，當(dāng)從HDD控制器HDDCT接收電機(jī)SPM的啟動(dòng)命令時(shí)，電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC通過由SPM控制器SPMCT生成的PWM信號(hào)，經(jīng)由SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV來驅(qū)動(dòng)電機(jī)SPM。電流檢測(cè)電阻器RNF檢測(cè)電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電流。

所考慮的電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電流通過采樣保持電路SH，感測(cè)放大器電路SA和模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC被轉(zhuǎn)換成數(shù)字值?；趨⒖加米黩?qū)動(dòng)電流的目標(biāo)值的電流指示值所考慮的驅(qū)動(dòng)電流的檢測(cè)值(數(shù)字值)的誤差，SPM控制器SPMCT生成用于減小所考慮的誤差的PWM信號(hào)。電流指示值例如由HDD控制器HDDCT指示。

例如，旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器RPSDET通過檢測(cè)電機(jī)SPM的反電動(dòng)勢(shì)(B-EMF)來檢測(cè)電機(jī)SPM的旋轉(zhuǎn)位置。在對(duì)應(yīng)于電機(jī)SPM的旋轉(zhuǎn)位置的適當(dāng)計(jì)時(shí)處，SPM控制器SPMCT向SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV輸出用于使電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電流接近電流指示值的PWM信號(hào)。因此，SPM控制器SPMCT執(zhí)行電機(jī)SPM的額定旋轉(zhuǎn)控制(即，磁盤DSK)。在電機(jī)SPM達(dá)到額定旋轉(zhuǎn)的狀態(tài)之后，VCM驅(qū)動(dòng)器VCMDV將磁頭HD移動(dòng)到磁盤DSK上，并且磁頭HD在磁盤DSK上讀取和寫入數(shù)據(jù)。

這種電機(jī)系統(tǒng)可以用來自電池的電力進(jìn)行操作，如筆記本PC所代表的。這種使用電池的電機(jī)系統(tǒng)特別需要節(jié)電。因此，采用下面描述的根據(jù)本實(shí)施例的電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)變得有用。

《電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的主要部分的配置和操作》

圖2是圖示圖1所示的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的主要部分的配置的示例的功能框圖。圖3A、圖3B、圖3C和圖4是圖示圖2所示的正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器SINCT的操作原理的說明圖。圖2圖示了從圖1中圖示的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC中提取的SPM控制器SPMCT、SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV、旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器RPSDET、串行IF和寄存器單元SIFREG、采樣保持電路SH、感測(cè)放大器電路SA和模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC。此外，圖2圖示了在電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC的外部設(shè)置的電流檢測(cè)電阻器RNF和磁盤機(jī)構(gòu)DSKM中的電機(jī)SPM。

如上所述，電流檢測(cè)電阻器RNF執(zhí)行對(duì)電壓轉(zhuǎn)換和電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電流的檢測(cè)，并且采樣保持電路SH在規(guī)定的時(shí)間連續(xù)保持所考慮的檢測(cè)電壓。具體地，采樣保持電路SH在能夠檢測(cè)電機(jī)SPM的每個(gè)相(u相、v相、w相)的驅(qū)動(dòng)電流的時(shí)間處執(zhí)行采樣。因此，保持與每個(gè)相的驅(qū)動(dòng)電流成比例的檢測(cè)電壓。感測(cè)放大器電路SA放大所保持的考慮的檢測(cè)電壓，并且模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC將放大的考慮的電壓轉(zhuǎn)換為數(shù)字值。

旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器RPSDET設(shè)置有反電動(dòng)勢(shì)相位檢測(cè)器(以下稱為反EMF相位檢測(cè)器)BPHD和驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD。反EMF相位檢測(cè)器BPHD檢測(cè)用作電機(jī)SPM的反電動(dòng)勢(shì)(B-EMF)的相位的基準(zhǔn)電壓相位θbemf。驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD檢測(cè)用作電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電流的相位的基準(zhǔn)電流相位θi。SPM控制器SPMCT包括PLL控制器PLLCT、驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器DVPHG、電流誤差檢測(cè)器CERDET、PI補(bǔ)償器PICP和PWM控制器PWMCT。

PLL控制器PLLCT基于從反EMF相位檢測(cè)器BPHD輸出的基準(zhǔn)電壓相位θbemf，利用PLL(鎖相環(huán))的反饋控制來生成與所考慮的基準(zhǔn)電壓相位θbemf同步的激勵(lì)控制計(jì)時(shí)。這里，PLL控制器PLLCT生成旋轉(zhuǎn)周期計(jì)數(shù)值NCNT作為激勵(lì)控制計(jì)時(shí)中的一個(gè)。旋轉(zhuǎn)周期計(jì)數(shù)值NCNT是通過將與反電動(dòng)勢(shì)(B-EMF)的一個(gè)周期(即，電機(jī)SPM的旋轉(zhuǎn)周期)成比例的時(shí)間轉(zhuǎn)換為數(shù)字控制的基準(zhǔn)時(shí)鐘的計(jì)數(shù)值所獲得的值，并且是與電機(jī)SPM的角頻率(ω)成反比的值。

電流誤差檢測(cè)器CERDET利用減法器SB1來檢測(cè)在電流指示值SPNCRNT和從模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC輸出的數(shù)字值之間的誤差(即，每個(gè)相的驅(qū)動(dòng)電流的檢測(cè)值)。電流指示值SPNCRNT由圖1所示的HDD控制器HDDCT指示，如上所述。HDD控制器HDDCT接收例如關(guān)于從旋轉(zhuǎn)周期計(jì)數(shù)值NCNT獲得的電機(jī)SPM的角頻率的信息，并且借助于規(guī)定的計(jì)算來生成用于將所考慮的角頻率設(shè)置為目標(biāo)角頻率的電流指示值SPNCRNT。

PI補(bǔ)償器PICP利用由電流誤差檢測(cè)器CERDET所檢測(cè)的誤差值的輸入來執(zhí)行比例(P)-積分(I)控制，并且計(jì)算反映電流誤差的PWM占空比值PWMD。然后，PI補(bǔ)償器PICP通過使該P(yáng)WM占空比值PWMD乘以預(yù)先確定的PWM周期計(jì)數(shù)來計(jì)算PWM導(dǎo)通計(jì)數(shù)。PWM周期計(jì)數(shù)是通過將PWM信號(hào)的一個(gè)周期的時(shí)間轉(zhuǎn)換為數(shù)字控制的基準(zhǔn)時(shí)鐘的計(jì)數(shù)值所獲得的數(shù)，并且PWM導(dǎo)通計(jì)數(shù)是通過將PWM信號(hào)的一個(gè)周期中的導(dǎo)通時(shí)段轉(zhuǎn)換成所考慮的計(jì)數(shù)值所獲得的數(shù)。

PWM控制器PWMCT包括正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器SINCT和輸出控制器OUTCT。當(dāng)粗略描述時(shí)，PWM控制器PWMCT接收與來自PLL控制器PLLCT的基準(zhǔn)電壓相位θbemf同步的激勵(lì)控制計(jì)時(shí)，并且生成用于將要施加到電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電壓(Vu、Vv、Vw)控制為正弦波形的PWM(脈沖寬度調(diào)制)信號(hào)PWMON_MOD(u、v、w)。

正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器SINCT從PI補(bǔ)償器PICP接收PWM導(dǎo)通計(jì)數(shù)，并且生成用于向電機(jī)SPM施加三相正弦波電壓所需要的每個(gè)PWM周期的占空比指示值。占空比指示值表示PWM周期中的導(dǎo)通時(shí)段的比率。具體地，正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器SINCT包括：PWM模式生成器PPG，用于生成用于PWM模式的占空比指示值PWMP；以及軟模式生成器SPG，用于生成用于軟模式(SP1和SP2)的占空比指示值SOFTP。

PWM模式生成器PPG和軟模式生成器SPG基于如圖3A、圖3B、圖3C和圖4所示的原理來生成占空比指示值。首先，在應(yīng)用所謂的正弦波驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)(即，用于將電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電流控制為正弦波形的方法)作為電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的情況下，圖3A圖示了施加到電機(jī)SPM的三個(gè)相(u相、v相和w相)的理想驅(qū)動(dòng)電壓Vu，Vv和Vw。所考慮的驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw是相位彼此相差120度的正弦波電壓。

圖3B圖示了在圖3A所示的三相驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw當(dāng)中的最小電壓相位被固定為接地電源電壓GND(在本說明書中稱為GND固定)時(shí)的每個(gè)相的電壓波形。例如，在圖3A中，u相是電角度210-330度的時(shí)段最小電壓相位，并且圖3B圖示了在所考慮的時(shí)段中GND固定被施加到u相的驅(qū)動(dòng)電壓時(shí)的v相和w相的相對(duì)電壓波形。如圖3B的情況，圖3C圖示了在圖3A所示的三相驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw當(dāng)中的最大電壓相位被固定為電源電壓VM(在本說明書中稱為VM固定)時(shí)的每個(gè)相的電壓波形。

這里，當(dāng)在圖3B中圖示的GND固定和圖3C中圖示的VM固定在每60度電角度被交替切換時(shí)，獲得圖4中所示的電壓波形。如圖4所示，可以通過適當(dāng)?shù)亟M合SP1模式、PWM模式、SP2模式、這些模式的對(duì)稱模式、VM固定和GND固定來生成用于執(zhí)行正弦波驅(qū)動(dòng)的u相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu(與在v相和w相中相同)。

當(dāng)具體說明時(shí)，圖4所示的電角度0-360度的時(shí)段對(duì)應(yīng)于例如PWM周期Tpwm的大約100個(gè)周期的時(shí)段。在圖4所示的PWM周期Tpwm中，在GND固定被施加到w相的情況下，PWM模式可以被施加到u相，并且SP2對(duì)稱模式可以被施加到v相。類似地，在每個(gè)PWM周期中，GND固定或VM固定可以被施加到三相中的一相，PWM模式或PWM對(duì)稱模式可以被施加到另一相，并且SP1模式或SP2模式或這些對(duì)稱模式可以被施加到剩余的一相。

基于這樣的原理，PWM模式生成器PPG在表上預(yù)先保持用于每個(gè)PWM周期的占空比指示值，以實(shí)現(xiàn)圖4所示的PWM模式的電壓變化，并且基于所考慮的表來生成占空比指示值PWMP。占空比指示值PWMP基于例如數(shù)字控制的基準(zhǔn)時(shí)鐘用計(jì)數(shù)值來表示。

所考慮的表保持歸一化占空比指示值(例如，計(jì)數(shù)值)。PWM模式生成器PPG基于來自PI補(bǔ)償器PICP的PWM導(dǎo)通計(jì)數(shù)來對(duì)所考慮的歸一化占空比指示值執(zhí)行加權(quán)，并且生成占空比指示值PWMP。結(jié)果，在反映上述電流誤差之后，PWM模式生成器PPG可以生成用于執(zhí)行電機(jī)SPM的正弦波驅(qū)動(dòng)的占空比指示值PWMP。

類似地，軟模式生成器SPG在表中預(yù)先保持每個(gè)PWM周期的占空比指示值，以便于實(shí)現(xiàn)例如圖4所示的軟模式(SP1模式和SP2模式)的電壓變化，并且基于所考慮的表來生成占空比指示值SOFTP(例如，計(jì)數(shù)值)。在這種情況下，軟模式生成器SPG還以與PWM模式生成器PPG相同的方式執(zhí)行加權(quán)。結(jié)果，軟模式生成器SPG可以在反映電流誤差之后生成用于執(zhí)行電機(jī)SPM的正弦波驅(qū)動(dòng)的占空比指示值SOFTP。

輸出控制器OUTCT包括PWMP校正單元PPCP、SOFTP校正單元SPCP和PWM調(diào)制器PWMMD。PWMP校正單元PPCP檢測(cè)在SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV的輸入和輸出之間發(fā)生的占空比誤差，并且通過對(duì)占空比指示值PWMP添加用于抵消所考慮的誤差的校正值來生成所校正的占空比指示值PWMR。具體地，PWMP校正單元PPCP根據(jù)從SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV輸出的輸出檢測(cè)信號(hào)OUTDET檢測(cè)實(shí)際占空比，并且基于在所檢測(cè)的占空比和占空比指示值PWMP之間的差來確定校正值。

此外，當(dāng)占空比指示值PWMP大于由PWM校正參數(shù)KrevU和KrevL確定的占空比時(shí)，PWMP校正單元PPCP基于規(guī)定的算術(shù)表達(dá)式來確定校正值。即，當(dāng)占空比指示值PWMP大時(shí)，晶體管的導(dǎo)通和關(guān)斷變得不充分；因此，在小占空比指示值PWMP的情況下，可能需要不同于校正值的另一校正值。PWMP校正單元PPCP基于算術(shù)表達(dá)式來確定所考慮的校正值。如PWMP校正單元PPCP的情況，SOFTP校正單元SPCP通過將規(guī)定的校正值與占空比指示值SOFTP相加，來生成校正的占空比指示值SOFTR。

PWM調(diào)制器PWMMD基于從PLL控制器PLLCT供應(yīng)的激勵(lì)控制計(jì)時(shí)來控制對(duì)實(shí)際電機(jī)SPM的激勵(lì)。具體地，如圖4所示，PWM調(diào)制器PWMMD每60度地執(zhí)行GND固定和VM固定的切換。響應(yīng)于該切換，PWM調(diào)制器PWMMD基于校正的占空比指示值PWMR和SOFTR來生成分別用于u相、v相和w相的PWM信號(hào)PWMON_MODu、PWMON_MODv和PWMON_MODw。PWM調(diào)制器PWMMD生成信號(hào)HIZu、HIZv和HIZw，分別用于針對(duì)反EMF相位檢測(cè)來關(guān)斷u相、v相和w相。稍后將給出其具體描述。

具體地，在每個(gè)PWM周期中，PWM調(diào)制器PWMMD基于圖4中所示的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)來將三相中的一相的PWM信號(hào)固定為導(dǎo)通時(shí)段或關(guān)斷時(shí)段(即，將其設(shè)置為VM固定或GND固定)。PWM調(diào)制器PWMMD基于校正的占空比指示值PWMR和SOFTR中的一個(gè)來設(shè)置另一相的PWM信號(hào)的導(dǎo)通時(shí)段，并且基于校正占空比指示值PWMR和SOFTR中的另一個(gè)來設(shè)置剩余一相的PWM信號(hào)的導(dǎo)通時(shí)段。實(shí)際上，如圖4中所示，還需要PWM模式和軟模式的對(duì)稱模式中的每一個(gè)。PWM調(diào)制器PWMMD還通過數(shù)字計(jì)算來生成對(duì)應(yīng)于對(duì)稱模式中的每一個(gè)的PWM信號(hào)。

以該方式，通過采用圖4所示的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，PWM調(diào)制器PWMMD不需要包括三個(gè)而是兩個(gè)實(shí)際電路，該實(shí)際電路基于校正的占空比指示值(計(jì)數(shù)值)來生成PWM信號(hào)。因此，可以實(shí)現(xiàn)電路面積的減小。通過采用圖4所示的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，根據(jù)VM固定或GND固定對(duì)幅值進(jìn)行控制，并且變得有利于電源電壓余量。因此，可以增大電機(jī)SPM的扭矩常數(shù)并且減小功耗。

圖5是圖示圖2所示的SPM驅(qū)動(dòng)器的配置示例的電路框圖。SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV包括前置驅(qū)動(dòng)器單元PDVBK和逆變器INVBK。逆變器INVBK包括用于u相的高側(cè)晶體管M1u和低側(cè)晶體管M2u、用于v相的高側(cè)晶體管M1v和低側(cè)晶體管M2v、以及用于w相的高側(cè)晶體管M1w和低側(cè)晶體管M2w。雖然沒有具體限制，但是高側(cè)晶體管M1u、M1v和M1w以及低側(cè)晶體管M2u、M2v和M2w在這里采用NMOS晶體管。

高側(cè)晶體管M1u、M1v和M1w的漏極被共同耦合到電源電壓VM，并且低側(cè)晶體管M2u，M2v和M2w的源極被共同耦合到電機(jī)接地端子MGND。高側(cè)晶體管M1u的源極和低側(cè)晶體管M2u的漏極被耦合到u相的驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTu。類似地，高側(cè)晶體管M1v的源極和低側(cè)晶體管M2v的漏極被耦合到v相的驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTv，并且高側(cè)晶體管M1w的源極和低側(cè)晶體管M2w的漏極被耦合到w相的驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTw。電機(jī)接地端子MGND經(jīng)由電流檢測(cè)電阻器RNF被耦合到接地電源電壓GND。

u相、v相和w相的驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTu、OUTv和OUTw被分別耦合到電機(jī)SPM的u相、v相和w相的驅(qū)動(dòng)輸入端子INu、INv和INw。從u相、v相和w相的驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTu、OUTv和OUTw分別輸出u相、v相和w相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw。驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw在時(shí)間平均上觀察時(shí)具有如圖4所示的電壓波形，并且在每次觀察時(shí)是PWM信號(hào)。電機(jī)SPM分別包括在等效中性點(diǎn)CT與驅(qū)動(dòng)輸入端子INu、INv和INw之間星形連接的u相、v相和w相的線圈Lu、Lv和Lw。

前置驅(qū)動(dòng)器單元PDVBK包括分別用于u相、v相和w相的前置驅(qū)動(dòng)器PDVu、PDVv和PDVw?；趶腜WM調(diào)制器PWMMD供應(yīng)的u相的PWM信號(hào)PWMON_MODu，用于u相的前置驅(qū)動(dòng)器PDVu通過PWM信號(hào)PWMuh驅(qū)動(dòng)u相的高側(cè)晶體管M1u，并且通過作為PWM信號(hào)PWMuh的補(bǔ)償信號(hào)的PWM信號(hào)PWMul驅(qū)動(dòng)低側(cè)晶體管M2u。

當(dāng)信號(hào)HIZu處于高電平時(shí)，所考慮的前置驅(qū)動(dòng)器PDVu將高側(cè)晶體管M1u和低側(cè)晶體管M2u二者驅(qū)動(dòng)為關(guān)斷狀態(tài)。因此，驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTu變?yōu)楦咦杩梗⑶易兊媚軌蛴^察在驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTu處的反電動(dòng)勢(shì)。所考慮的前置驅(qū)動(dòng)器PDVu將從驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTu輸出的PWM信號(hào)轉(zhuǎn)換為規(guī)定電壓電平的脈沖信號(hào)，并且輸出所考慮的脈沖信號(hào)作為上述的輸出檢測(cè)信號(hào)O0TDETu。

類似地，基于從PWM調(diào)制器PWMMD供應(yīng)的v相的PWM信號(hào)PWMON_MODv，用于v相的前置驅(qū)動(dòng)器PDVv分別通過PWM信號(hào)PWMvh和PWMv1來驅(qū)動(dòng)用于v相的高側(cè)晶體管M1v和低側(cè)晶體管M2v。當(dāng)信號(hào)HIZv處于高電平時(shí)，所考慮的前置驅(qū)動(dòng)器PDVv將兩個(gè)晶體管(M1v，M2v)驅(qū)動(dòng)為關(guān)斷狀態(tài)。因此，變得能夠觀察驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTv處的反電動(dòng)勢(shì)。所考慮的前置驅(qū)動(dòng)器PDVv輸出輸出檢測(cè)信號(hào)OUTDETv。

基于從PWM調(diào)制器PWMMD供應(yīng)的w相的PWM信號(hào)PWMON_MODw，用于w相的前置驅(qū)動(dòng)器PDVw分別通過PWM信號(hào)PWMwh和PWMwl來驅(qū)動(dòng)用于w相的高側(cè)晶體管M1w和低側(cè)晶體管M2w。當(dāng)信號(hào)HIZw處于高電平時(shí)，所考慮的前置驅(qū)動(dòng)器PDVw將兩個(gè)晶體管(M1w、M2w)驅(qū)動(dòng)到關(guān)斷狀態(tài)。因此，變得能夠觀察驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTw處的反電動(dòng)勢(shì)。所考慮的前置驅(qū)動(dòng)器PDVw輸出輸出檢測(cè)信號(hào)OUTDETw。

這里，返回到圖2，PWM調(diào)制器PWMMD向SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV輸出PWM信號(hào)，如上所述每60度進(jìn)行切換。因?yàn)殡姍C(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電流處于正弦波形，所以由電流檢測(cè)電阻器RNF檢測(cè)的電流成為包括正弦波的峰值的60度的重復(fù)周期的電流。因此，電流誤差檢測(cè)器CERDET包括用于生成再現(xiàn)該正弦波的數(shù)字模式的指示電流校正單元CRNTCP。電流誤差檢測(cè)器CERDET使從指示電流校正單元CRNTCP輸出的數(shù)字模式乘以上述電流指示值SPNCRNT，并且將該所考慮的相乘結(jié)果輸出而不是電流指示值SPNCRNT輸出到減法器SB1。

驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器DVPHG包括峰值保持單元PKHD、相位算術(shù)單元PHCAL和相位校正單元PHCP。峰值保持單元PKHD響應(yīng)于從指示電流校正單元CRNTCP供應(yīng)的觸發(fā)信號(hào)UPADC來保持從模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC輸出的數(shù)字值A(chǔ)DCOUT，并且輸出每個(gè)相的驅(qū)動(dòng)電流的電流值(幅度值)ISPNOUT。例如，指示電流校正單元CRNTCP在要生成的數(shù)字模式的最大幅度的位置處輸出觸發(fā)信號(hào)UPADC。

相位算術(shù)單元PHCAL和相位校正單元PHCP確定驅(qū)動(dòng)電壓的相位θdrvR，相位θdrvR是在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差設(shè)置為規(guī)定值(例如，零)所需的，并且將所確定的相位θdrvR指示給正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器SINCT。稍后將給出其詳細(xì)描述。正弦波驅(qū)動(dòng)電壓控制器SINCT基于所指示的相位θdrvR將圖4中所示的PWM模式和軟模式移位電角度，并且使用移位的模式來生成占空比指示值PWMP和SOFTP。結(jié)果，基于所考慮的相θdrvR來控制驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw的相位，并且還基于所考慮的相位θdrvR來相應(yīng)地控制電機(jī)SPM的每個(gè)相中的驅(qū)動(dòng)電流的相位。

串行IF和寄存器單元SIFREG包括串行端口SIF和參數(shù)設(shè)置寄存器PREG，其可以經(jīng)由所考慮的串行端口SIF來被訪問。參數(shù)設(shè)置寄存器PREG保持由例如圖1所示的HDD控制器HDDCT設(shè)置的各種參數(shù)。這里，各種參數(shù)包括電機(jī)SPM的特征常數(shù)K1和K2、增益調(diào)整參數(shù)Kvi和Kadj、使能設(shè)置信號(hào)EN、電流控制參數(shù)Kcp和Kci以及PWM校正參數(shù)KrevU和KrevL。

特征常數(shù)K1和K2、增益調(diào)整參數(shù)Kvi和Kadj以及使能設(shè)置信號(hào)EN由驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器DVPHG采用。稍后將給出其具體描述。電流控制參數(shù)Kcp和Kci用作PI補(bǔ)償器PICP中的PI控制的比例增益和積分增益。如上所述，PWM校正單元PPCP和SOFTP校正單元SPCP采用PWM校正參數(shù)KrevU和KrevL。

《驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器的概況》

圖6是圖示圖2所示的驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器的主要部分及其周邊的概況結(jié)構(gòu)的示例的框圖。從圖2中提取的，圖6圖示了驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器DVPHG中的相位算術(shù)單元PHCAL和相位校正單元PHCP，以及旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器RPSDET中的反EMF相位檢測(cè)器BPHD和驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD。

相位算術(shù)單元PHCAL評(píng)估使用電機(jī)SPM的每個(gè)相的驅(qū)動(dòng)電流的電流值、電機(jī)SPM的角頻率(ω)以及上述電機(jī)SPM的特征常數(shù)K1和K2的算術(shù)表達(dá)式。驅(qū)動(dòng)電流的電流值是從圖2所示的峰值保持單元PKHD輸出的電流值ISPNOUT獲得的。電機(jī)SPM的角頻率(ω)是從圖2所示的PLL控制器PLLCT輸出的旋轉(zhuǎn)周期計(jì)數(shù)值NCNT獲得的。相位算術(shù)單元PHCAL評(píng)估所考慮的算術(shù)表達(dá)式來計(jì)算驅(qū)動(dòng)電壓的相位θdrv，以用于將在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差基本上減小到零。

例如，在無刷電機(jī)中，可以通過將在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差基本上減小為零來將在轉(zhuǎn)子的磁場(chǎng)和定子(繞組)的磁場(chǎng)之間的相位差設(shè)置為90度；因此，可以以最大扭矩驅(qū)動(dòng)電機(jī)。結(jié)果，能夠以高效率程度驅(qū)動(dòng)電機(jī)，并且減少保持恒定旋轉(zhuǎn)所需要的消耗電流。

然而，由相位算術(shù)單元PHCAL計(jì)算的相位θdrv對(duì)應(yīng)于電機(jī)SPM的特征常數(shù)K1和K2進(jìn)行改變。例如，針對(duì)每種類型的電機(jī)確定特征常數(shù)K1和K2。然而，即使使用相同種類的電機(jī)SPM，也存在由于例如制造變化而導(dǎo)致的特征常數(shù)K1和K2的變化可能在每個(gè)電機(jī)中發(fā)生的可能性。即使單個(gè)電機(jī)SPM被稱為對(duì)象，也存在由于時(shí)間劣化而導(dǎo)致特征常數(shù)K1和K2的變化可能按時(shí)間順序發(fā)生的可能性。因此，在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差中出現(xiàn)偏離理想值(這里為零)的誤差。結(jié)果，電機(jī)的效率可能降低，并且功耗可能增加。

因此，相位校正單元PHCP將校正值加到從相位算術(shù)單元PHCAL輸出的相位θdrv，并且確定校正之后的相位θdrvR。在這種情況下，相位校正單元PHCP輸入基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi，并且通過反饋控制來更新校正值的幅值，以便于使在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差收斂為規(guī)定值(這里為零)。也就是說，作為反饋路徑，如圖2所示，驅(qū)動(dòng)電流基于校正之后的相位θdrvR朝著電機(jī)SPM流動(dòng)，所考慮的驅(qū)動(dòng)電流的相位和反電動(dòng)勢(shì)的相位由旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器RPSDET來檢測(cè)，校正值是基于該檢測(cè)結(jié)果來更新的，并且確定新的相位θdrvR。

如上所述，相位校正單元PHCP基于基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi的實(shí)際檢測(cè)結(jié)果，來計(jì)算將相位差減小到規(guī)定值(這里為零)的校正值。因此，即使當(dāng)在電機(jī)SPM中發(fā)生制造變化和時(shí)間劣化時(shí)，也能夠以高精度將所考慮的相位差確定為理想值，并且能夠優(yōu)化電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)電流的相位。結(jié)果，變得能夠?qū)崿F(xiàn)電機(jī)SPM的高效率，并且因此能夠?qū)崿F(xiàn)電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備和電機(jī)系統(tǒng)的功率節(jié)省。

圖7是圖示圖6所示的相位校正單元的整體操作的示例的流程圖。在圖7中，相位校正單元PHCP確定由圖2所示的參數(shù)設(shè)置寄存器PREG設(shè)置的使能設(shè)置信號(hào)EN是否處于H電平(使能狀態(tài))(步驟S101)。當(dāng)使能設(shè)置信號(hào)EN處于使能狀態(tài)時(shí)，相位校正單元PHCP分別經(jīng)由反EMF相位檢測(cè)器BPHD和驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD來檢測(cè)基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi(步驟S102和S103)。

隨后，相位校正單元PHCP檢測(cè)在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差與規(guī)定值(這里為零)之間的誤差(步驟S104)，并且更新校正值以確定新的驅(qū)動(dòng)電壓的相位θdrvR(步驟S105)。然后，相位校正單元PHCP通過使用驅(qū)動(dòng)電壓的該新的相位θdrvR，經(jīng)由PWM控制器PWMCT和SPM驅(qū)動(dòng)器SPMDV來驅(qū)動(dòng)電機(jī)SPM(步驟S106)。

只要使能設(shè)置信號(hào)EN處于使能狀態(tài)，相位校正單元PHCP就重復(fù)執(zhí)行步驟S102-S106的處理(步驟S107)。另一方面，在步驟S101或步驟S107處，當(dāng)使能設(shè)置信號(hào)EN處于L電平(禁用狀態(tài))時(shí)，相位校正單元PHCP終止處理，而不執(zhí)行相位校正(即，將校正值設(shè)置為零)(步驟S108)。以這種方式，在使能設(shè)置信號(hào)EN處于H電平(使能狀態(tài))的時(shí)段中，即使環(huán)境改變發(fā)生，也能夠在所有時(shí)間將驅(qū)動(dòng)電壓(因此，驅(qū)動(dòng)電流)設(shè)置處于最佳相位中。

《相位運(yùn)算單元和相位校正單元的細(xì)節(jié)》

圖8是圖示圖6所示的驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器中的相位算術(shù)單元和相位校正單元的具體配置的示例的框圖。圖9A和圖9B是說明圖8所示的相位算術(shù)單元的操作的補(bǔ)充圖。首先，圖9A圖示了電機(jī)SPM的每個(gè)相的等效電路。電機(jī)SPM的每個(gè)相(作為代表的u相)由在驅(qū)動(dòng)輸入端子INu和中性點(diǎn)CT之間串聯(lián)耦合的反電動(dòng)勢(shì)Vbemf、電機(jī)電阻Rm和電機(jī)電感Lm表示。電機(jī)電阻Rm和電機(jī)電感Lm表示圖5所示的線圈Lu所具有的實(shí)際阻抗分量。電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備MDIC對(duì)這樣的串聯(lián)電路施加驅(qū)動(dòng)電壓Vu，并且使驅(qū)動(dòng)電流Iu流過線圈Lu。

圖9B圖示的矢量圖表示在圖9A中將反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的基準(zhǔn)電壓相位θemf和驅(qū)動(dòng)電流Iu的基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差被設(shè)置為零的情況下的電壓相位關(guān)系(即，反電動(dòng)勢(shì)Vbemf和驅(qū)動(dòng)電流Iu的矢量在方向上一致的情況)。如圖9B所示，為了將在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差設(shè)置為零，需要參考基準(zhǔn)電壓相位θbemf使驅(qū)動(dòng)電壓Vu提前相位θdrv。

該相位θdrv通過等式(1)根據(jù)電機(jī)SPM的角頻率ω和扭矩常數(shù)Ke來表示。在等式(1)中，“ω·Ke”對(duì)應(yīng)于圖9B中所示的反電動(dòng)勢(shì)Vbemf。

θdrv＝tan^-1{ω·Lm·Iu/(ω·Ke+Rm·Iu)} (1)

這里，相位θdrv通常變?yōu)樽銐蛐〉闹怠Ｔ谶@種情況下，可以通過采用由等式(2)所表示的近似來排除“tan-¹”。排除的等式被變換以導(dǎo)出等式(3)。

θdrv≈tan^-1(θdrv) (2)

θdrv＝(Lm/Rm)·Iu/{(Ke/Rm)+(Iu/ω)} (3)

圖8所示的相位算術(shù)單元PHCAL基于等式(3)來計(jì)算相位θdrv。具體地，在等式(3)中，對(duì)應(yīng)于“Ke/Rm”的值通過特征常數(shù)K1來設(shè)置，對(duì)應(yīng)于“Lm/Rm”的值通過特征常數(shù)K2來設(shè)置，對(duì)應(yīng)于“Iu”的值通過從峰值保持單元PKHD供應(yīng)的電流值ISPNOUT來設(shè)置，并且對(duì)應(yīng)于“1/ω”的值通過旋轉(zhuǎn)周期計(jì)數(shù)值NCNT來設(shè)置。在這種情況下，等式(3)變成等式(4)，并且相位θdrv通過使“ISPNOUT”乘以等式(5)的“Kdrv”來獲得。

θdrv＝K·ISPNOUT/(K1+ISPNOUT·NCNT) (4)

Kdrv＝K2/(K1+ISPNOUT·NCNT) (5)

圖8所示的相位算術(shù)單元PHCAL包括減法器SB10、乘法器MUL10-MUL13、積分器ITG10和加法器ADD10。乘法器MUL13計(jì)算“NCNT·ISPNOUT”，并且加法器ADD10通過將“K1”加到乘法器MUL13的輸出來計(jì)算等式(5)的分母。乘法器MUL12將“Kdrv”與加法器ADD10的輸出相乘。減法器SB10計(jì)算在乘法器MUL12的相乘結(jié)果和“K2”之間的誤差，并且乘法器MUL10通過積分增益K放大所考慮的誤差。積分器ITG10對(duì)乘法器MUL10的乘法結(jié)果進(jìn)行積分，以計(jì)算等式(5)的“Kdrv”。

也就是說，圖8所示的相位算術(shù)單元PHCAL包括算術(shù)電路，其通過對(duì)“Kdrv”執(zhí)行反饋控制來計(jì)算“Kdrv”，使得在通過乘法器MUL12的乘法結(jié)果(即“Kdrv·(K1+ISPNOUT·NCNT)”)與“K2”之間的誤差可以收斂為零。當(dāng)誤差收斂為零時(shí)，“Kdrv·(K1+ISPNOUT·NCNT)”變?yōu)榈扔凇癒2”，并且結(jié)果，“Kdrv”變?yōu)橛傻仁?5)表示的值。乘法器MUL11通過將“ISPNOUT”乘以“Kdrv”來計(jì)算等式(4)的相位θdrv。

以該方式，通過采用利用反饋控制的算術(shù)電路，可以在不采用可能具有復(fù)雜配置的除法器的情況下評(píng)估等式(4)；因此，能夠?qū)崿F(xiàn)電路配置的簡(jiǎn)化。這里，乘法器MUL10具有根據(jù)加法器ADD10的計(jì)算結(jié)果來可變地控制積分增益K的配置。具體地，例如，隨著加法器ADD10的輸出變大，積分增益K被控制為逐漸變小。因此，能夠?qū)⒎答伩刂频念l帶保持到相同程度，不論與加法器ADD10的輸出的幅值如何。

圖8所示的相位校正單元PHCP包括平均電路AVR、乘法器MUL14和MUL15、誤差檢測(cè)器EDET1、積分器ITG11以及加法器ADD11。平均電路AVR以時(shí)間序列對(duì)輸入的基準(zhǔn)電流相位θi進(jìn)行平均。乘法器MUL14將增益調(diào)整參數(shù)Kvi與所考慮的平均基準(zhǔn)電流相位θi相乘。誤差檢測(cè)器EDET1計(jì)算在所輸入的基準(zhǔn)電壓相位θbemf與乘法器MUL14的相乘結(jié)果之間的相位差Δθv，并且檢測(cè)在所考慮的相位差Δθv與規(guī)定值(這里為零)之間的誤差(這里為Δθv)。

乘法器MUL15將增益調(diào)整參數(shù)(即，積分增益)Kadj與誤差檢測(cè)器EDET1的檢測(cè)結(jié)果相乘，并且積分器ITG11通過對(duì)乘法器MUL15的相乘結(jié)果進(jìn)行積分來計(jì)算校正值。加法器ADD11將由積分器ITG11計(jì)算的校正值加到從相位算術(shù)單元PHCAL輸出的相位θdrv，以計(jì)算校正之后的相位θdrvR。如圖7所示，積分器ITG11被配置為，當(dāng)使能設(shè)置信號(hào)EN處于“L”電平(禁用狀態(tài))時(shí)，將校正值設(shè)置為零。

增益調(diào)整參數(shù)Kvi是將相位θdrvR對(duì)基準(zhǔn)電流相位θi的靈敏度與相位θdrvR對(duì)基準(zhǔn)電壓相位θbemf的靈敏度相匹配的。也就是說，例如，如從圖9B所示的矢量圖所理解的，基準(zhǔn)電流相位θi被改變了Δθ的情況(即，驅(qū)動(dòng)電流Iu的矢量的方向偏離的情況)和基準(zhǔn)電壓相位θbemf被改變了Δθ的情況(即，反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的矢量的方向偏離的情況)對(duì)相位θdrvR具有不同的影響。當(dāng)以這種方式基于具有不同靈敏度的兩個(gè)輸入之間的誤差執(zhí)行反饋控制時(shí)，存在控制可能變得不穩(wěn)定的可能性。因此，期望在通過增益調(diào)整參數(shù)Kvi匹配兩個(gè)輸入的靈敏度之后檢測(cè)誤差。

在本說明書中，乘法器MUL14被設(shè)置在基準(zhǔn)電流相位θi側(cè)。然而，還能夠替代地在基準(zhǔn)電壓相位θbemf側(cè)設(shè)置乘法器MUL14。此外，在本說明書中，校正值通過積分器ITG11來計(jì)算。然而，根據(jù)情況，還能夠通過與所考慮的積分器ITG11并行地添加比例控制的路徑和微分控制的路徑來執(zhí)行PI控制和PID控制。

《旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器的配置和操作》

圖10是圖示圖6所示的旋轉(zhuǎn)位置檢測(cè)器的檢測(cè)時(shí)段的示例的波形圖。圖10圖示了施加到電機(jī)SPM的每個(gè)相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw以及規(guī)定的相(這里為u相)的驅(qū)動(dòng)電流Iu。如圖所10示，驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw在每次觀察時(shí)是PWM信號(hào)，并且當(dāng)以時(shí)間平均觀察時(shí)成為如圖4所示的電壓波形。

這里，圖5所示的逆變器INVBK基于圖4所示的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，根據(jù)不具有非激勵(lì)時(shí)間段的180度激勵(lì)系統(tǒng)，來將驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw施加到電機(jī)。非激勵(lì)時(shí)段是在激勵(lì)被停止時(shí)的時(shí)段，并且是在通過將信號(hào)HIZu、HIZv和HIZw設(shè)置為“H”電平而使驅(qū)動(dòng)輸出端子OUTu、OUTv和OUTw斷開時(shí)的時(shí)段(然而，排除了所謂的死區(qū)時(shí)間)。然而，例如，為了檢測(cè)u相的反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的相位，需要在包括反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的過零點(diǎn)(在通過幅度的平均值的時(shí)間處)的規(guī)定時(shí)段中設(shè)置非激勵(lì)時(shí)段。

因此，圖2所示的PWM調(diào)制器PWMMD在360度的激勵(lì)時(shí)段中設(shè)置非激勵(lì)時(shí)段(例如，約15度)，并且在所考慮的非激勵(lì)時(shí)段中將反EMF檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1控制為“H”電平，如圖10所示。如圖10所示，PWM調(diào)制器PWMMD在與所考慮的非激勵(lì)時(shí)段相位相差180度的激勵(lì)時(shí)段中，將驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2控制為“H”電平。所考慮的驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2的“H”電平的時(shí)段是與例如上述非激勵(lì)時(shí)段相同的長(zhǎng)度(例如，約15度)。

反EMF相位檢測(cè)器BPHD通過在反EMF檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1處于“H”電平時(shí)的時(shí)段中檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的過零點(diǎn)，來檢測(cè)基準(zhǔn)電壓相位θbemf。驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD通過在驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2處于“H”電平時(shí)的時(shí)段中檢測(cè)驅(qū)動(dòng)電流Iu的過零點(diǎn)來檢測(cè)基準(zhǔn)電流相位θi。

這里，如圖2所示，PWM調(diào)制器PWMMD基于從PLL控制器PLLCT供應(yīng)的激勵(lì)控制計(jì)時(shí)(所謂的過去的反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的過零點(diǎn))來控制對(duì)電機(jī)SPM的激勵(lì)。因此，PWM調(diào)制器PWMMD可以將在反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的過零點(diǎn)不久的將來可能存在時(shí)的時(shí)段縮短到足夠窄的范圍(例如，約15度)。因?yàn)樵摲羌?lì)時(shí)段成為使驅(qū)動(dòng)電流Iu的正弦波失真的因素，所以非激勵(lì)時(shí)段被設(shè)置為比最長(zhǎng)60度更短的時(shí)段，并且越短越好。然而，如果非激勵(lì)時(shí)段過短，則可能存在由于電機(jī)SPM的角速度ω的變化而導(dǎo)致在該時(shí)段內(nèi)不存在過零點(diǎn)的情況。因此，鑒于這些折衷來確定非激勵(lì)時(shí)段。

在上述圖8中，相位校正單元PHCP基于基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi的實(shí)際檢測(cè)結(jié)果來將相位差設(shè)置為規(guī)定值。因此，根據(jù)情況，還可以考慮將相位差設(shè)置為規(guī)定值的方法，不采用圖8所示的相位算術(shù)單元PHCAL，而是僅采用與相位校正單元PHCP類似的配置。然而，在這種情況下，變得難以確保驅(qū)動(dòng)電流Iu的過零點(diǎn)存在于當(dāng)驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2在圖10中處于“H”電平的時(shí)段中。

也就是說，在圖10中，通過圖8所示的相位算術(shù)單元PHCAL的作用，使得在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差在某種程度上取為接近零的值。因此，能夠在相位與非激勵(lì)時(shí)段相差180度的部分中設(shè)置驅(qū)動(dòng)電流的相位檢測(cè)時(shí)段。還能夠通過延長(zhǎng)驅(qū)動(dòng)電流的相位檢測(cè)時(shí)段來保證在所考慮的時(shí)段內(nèi)存在驅(qū)動(dòng)電流的過零點(diǎn)。然而，在這種情況下，反饋控制的收斂可能需要長(zhǎng)的時(shí)間，并且反饋控制電路的設(shè)計(jì)也可能變得復(fù)雜。

從這樣的觀點(diǎn)來看，一起使用相位算術(shù)單元PHCAL和相位校正單元PHCP變得有用。作為另一觀點(diǎn)，通過提供相位校正單元PHCP，可以減輕相位算術(shù)單元PHCAL中的特征常數(shù)K1和K2的設(shè)置精度。也就是說，設(shè)置特征常數(shù)K1和K2的精度具有在驅(qū)動(dòng)電流的相位檢測(cè)時(shí)段中可以保持過零點(diǎn)的精度的程度就足夠了。因此，能夠便于設(shè)置。

在圖10所示的示例中，針對(duì)u相執(zhí)行基準(zhǔn)電壓相位θemf和基準(zhǔn)電流相位θi的檢測(cè)。在這種情況下，不需要具體地對(duì)v相和w相設(shè)置非激勵(lì)時(shí)段。當(dāng)然，檢測(cè)對(duì)象不需要是u相，也可以是v相或w相。

《反EMF相位檢測(cè)器的細(xì)節(jié)》

圖11是圖示圖6所示的反EMF相位檢測(cè)器的具體配置的示例的電路圖。圖11中所示的反EMF相位檢測(cè)器BPHD包括放大器電路AMP11和AMP12、采樣保持電路SH11、比較器電路CMP_Z、向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1、觸發(fā)器電路FF11-FF13、與門電路AD11和異或電路XOR11。

放大器電路AMP11參考中性點(diǎn)CT的電壓Vct來放大u相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu。采樣保持電路SH11在規(guī)定的計(jì)時(shí)對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓Vu進(jìn)行采樣和保持。針對(duì)每個(gè)PWM周期生成規(guī)定的計(jì)時(shí)。也就是說，在每個(gè)PWM周期中，當(dāng)其他兩相(v相或w相)中的一相的高側(cè)晶體管和另一相的低側(cè)晶體管二者處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)的時(shí)段(即，當(dāng)電壓Vct變?yōu)殡娫措妷篤M的一半時(shí)的時(shí)段)中生成規(guī)定計(jì)時(shí)。比較器電路CMP_Z將采樣保持電路SH11的輸出電壓V11與過零電壓VthZ(例如，VM/2)的幅值關(guān)系進(jìn)行比較。

觸發(fā)器電路FF11和FF12與數(shù)字控制的基準(zhǔn)時(shí)鐘CLK同步地順序鎖存驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1，并且將其輸出到向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1。異或電路XOR11執(zhí)行比較器電路CMP_Z的比較結(jié)果和反電動(dòng)勢(shì)的檢測(cè)方向信號(hào)DIR的異或，并輸出算術(shù)結(jié)果ZXOUT?；诋惢螂娐稾OR11的算術(shù)結(jié)果ZXOUT，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1在驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1處于“H”電平的時(shí)段中被啟用，并且在該使能狀態(tài)中進(jìn)行操作。

在反EMF相位檢測(cè)中，當(dāng)檢測(cè)u相的上升反EMF相時(shí)，如圖10所示，檢測(cè)方向信號(hào)DIR被設(shè)置為“L”電平，并且算術(shù)結(jié)果ZXOUT被保持在“L”電平，直至檢測(cè)到反電動(dòng)勢(shì)的過零。另一方面，當(dāng)檢測(cè)到回落EMF相位時(shí)，檢測(cè)方向信號(hào)DIR被設(shè)置為“H”電平，并且算術(shù)結(jié)果ZXOUT被保持在“L”電平，直至檢測(cè)到反電動(dòng)勢(shì)的過零。這旨在以類似的方式在上升或下降的任何方向上檢測(cè)反EMF相位時(shí)操作向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1。

檢測(cè)方向信號(hào)DIR由PWM調(diào)制器PWMMD生成，如圖2所示。當(dāng)在上升和下降之一中檢測(cè)到反EMF相位時(shí)，檢測(cè)方向信號(hào)DIR被固定在“L”電平或“H”電平。基于這樣的算術(shù)結(jié)果ZXOUT，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1在算術(shù)結(jié)果ZXOUT為“H”電平時(shí)，以基準(zhǔn)時(shí)鐘CLK執(zhí)行向上計(jì)數(shù)，并且在算術(shù)結(jié)果ZXOUT處于“L”電平時(shí)以基準(zhǔn)時(shí)鐘CLK執(zhí)行向下計(jì)數(shù)。

與電路AD11通過輸入觸發(fā)器電路FF11的反相輸出和觸發(fā)器電路FF12的輸出來執(zhí)行與操作。因此，與電路AD11在驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1從“H”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平時(shí)，輸出用作單觸發(fā)脈沖信號(hào)的鎖存信號(hào)LT11。觸發(fā)器電路FF13通過使用所考慮的鎖存信號(hào)LT11作為觸發(fā)來鎖存向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1的計(jì)數(shù)值。放大器電路AMP12以規(guī)定的增益Kconv1放大觸發(fā)器電路FF13的輸出，以輸出基準(zhǔn)電壓相位θbemf。增益Kconv1是用于將相位的靈敏度調(diào)整為對(duì)下述驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD中的靈敏度的計(jì)數(shù)值的系數(shù)。

圖12是圖示圖11所示的反EMF相位檢測(cè)器的操作示例的說明圖。如圖12所示，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1被設(shè)置為“H”電平時(shí)，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1開始計(jì)數(shù)操作。這里，采樣保持電路SH11的輸出電壓V11小于在計(jì)數(shù)操作的開始時(shí)間時(shí)的過零電壓VthZ，然后達(dá)到過零電壓VthZ，并且此后上升超過過零電壓VthZ。

對(duì)應(yīng)于該改變，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1執(zhí)行向下計(jì)數(shù)，直至輸出電壓V11達(dá)到過零電壓VthZ，即，直至算術(shù)結(jié)果ZXOUT被設(shè)置為“H”電平，并且在輸出電壓V11超過過零電壓VthZ之后(即，在算術(shù)結(jié)果ZXOUT被設(shè)置為“H”電平之后)執(zhí)行向上計(jì)數(shù)。然后，在驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平時(shí)，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1停止計(jì)數(shù)操作。反EMF相位檢測(cè)器BPHD基于在停止所考慮的計(jì)數(shù)操作時(shí)的最終計(jì)數(shù)值來確定基準(zhǔn)電壓相位θbemf。

在圖12所示的時(shí)段Tdet1中，輸出電壓V11在比驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1的“H”電平時(shí)段的中間點(diǎn)的時(shí)間更早的時(shí)間處，已經(jīng)達(dá)到過零電壓VthZ。結(jié)果，上升/下降計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1的最終計(jì)數(shù)值(基準(zhǔn)電壓相位θbemf)變得大于計(jì)數(shù)操作的開始時(shí)間時(shí)的計(jì)數(shù)值。通過本過程檢測(cè)的基準(zhǔn)電壓相位θbemf被輸入到圖6所示的相位校正單元PHCP。

這里，說明圖2所示的PLL控制器PLLCT的操作。PLL控制器PLLCT執(zhí)行PLL控制，使得驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1的“H”電平時(shí)段的中間點(diǎn)的時(shí)間和過零點(diǎn)的時(shí)間可以匹配，并且更新激勵(lì)控制計(jì)時(shí)。例如，PLL控制器PLLCT響應(yīng)于在時(shí)段Tdet1中檢測(cè)到的基準(zhǔn)電壓相位θbemf來提前激勵(lì)控制計(jì)時(shí)的相位。據(jù)此，從PLL調(diào)制器PWMMD輸出的驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1的相位也被提前。

結(jié)果，如圖12所示的時(shí)段Tdet2中所示，過零點(diǎn)的時(shí)間接近驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1的“H”電平時(shí)段的中間點(diǎn)的時(shí)間。也就是說，總是由PLL控制器PLLCT控制基準(zhǔn)電壓相位θbemf接近零。以這種方式，使激勵(lì)控制計(jì)時(shí)呈現(xiàn)為與基準(zhǔn)電壓相位θbemf同步。

《驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器的詳細(xì)說明》

圖13是圖示圖6所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器的具體配置的示例的電路圖。圖13中所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD包括比較器電路CMP_G和CMP_TR、向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2、觸發(fā)器電路FF21-FF23、與電路AD21、放大器電路AMP22和異或電路XOR21。比較器電路CMP_G將與電機(jī)SPM的相中的任何一個(gè)(這里為u相)相對(duì)應(yīng)的低側(cè)晶體管(圖5所示的M2u)的柵極到源極電壓Vgs_UL的幅值關(guān)系與規(guī)定的閾值電壓VthG作比較。也就是說，比較器電路CMP_G確定所考慮的低側(cè)晶體管處于導(dǎo)通狀態(tài)還是關(guān)斷狀態(tài)。

比較器電路CMP_TR確定電機(jī)SPM的相中的任何一個(gè)(這里為u相)的驅(qū)動(dòng)端子(圖5中所示的OUTu)處的電壓是否大于高電位側(cè)的閾值電壓VthL，并且小于比低電位側(cè)的閾值電壓VthH。也就是說，比較器電路CMP_TR檢測(cè)在所考慮的驅(qū)動(dòng)端子處的電壓(驅(qū)動(dòng)電壓Vu)根據(jù)PWM信號(hào)來在高電位側(cè)的電源電壓VM和低電位側(cè)的電源電壓之間的轉(zhuǎn)變(接地電源電源電壓GND)時(shí)的時(shí)段。比較器電路CMP_TR在檢測(cè)到的所考慮的轉(zhuǎn)變時(shí)段中輸出用作“H”脈沖信號(hào)的觸發(fā)信號(hào)TRG。

觸發(fā)器電路FF21和FF22與數(shù)字控制的基準(zhǔn)時(shí)鐘CLK同步地順序鎖存驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2，并且將其輸出到向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2。在驅(qū)動(dòng)電壓檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2處于“H”電平時(shí)的時(shí)段期間，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2被啟用。在該使能狀態(tài)下，每當(dāng)輸出觸發(fā)信號(hào)TRG時(shí)，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2基于比較器電路CMP_G的比較結(jié)果來執(zhí)行向下計(jì)數(shù)或向上計(jì)數(shù)。這里，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2在Vgs_UL<VthG時(shí)(當(dāng)檢測(cè)對(duì)象的低側(cè)晶體管處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí))執(zhí)行向下計(jì)數(shù)，并且在Vgs_UL>VthG時(shí)(當(dāng)檢測(cè)對(duì)象的低側(cè)晶體管處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí))執(zhí)行向上計(jì)數(shù)。

而且，在圖13中，如圖11的情況，比較器電路CMP_G的比較結(jié)果和檢測(cè)方向信號(hào)DIR的異或電路XOR21的算術(shù)結(jié)果被輸入到向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2。這旨在以類似的方式操作向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2，不論驅(qū)動(dòng)電流的過零的方向如何，如圖11的情況。當(dāng)在任何一個(gè)方向上檢測(cè)驅(qū)動(dòng)電流相位時(shí)，檢測(cè)方向信號(hào)DIR是固定的。

與電路AD21通過輸入觸發(fā)器電路FF21的反相輸出和觸發(fā)器電路FF22的輸出來執(zhí)行與操作。因此，當(dāng)驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2進(jìn)行從“H”電平到“L”電平的轉(zhuǎn)變時(shí)，與電路AD21輸出用作單觸發(fā)脈沖信號(hào)的鎖存信號(hào)LT21。觸發(fā)器電路FF23通過使用所考慮的鎖存信號(hào)LT21作為觸發(fā)來鎖存向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2的計(jì)數(shù)值。放大器電路AMP22以規(guī)定的增益Kconv2放大觸發(fā)器電路FF23的輸出，并且輸出基準(zhǔn)電流相位θi。增益Kconv2是用于將相位的靈敏度調(diào)整為對(duì)上述反EMF相位檢測(cè)器BPHD的靈敏度的計(jì)數(shù)值的系數(shù)。

圖14是圖示圖13所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器的操作原理的波形圖。圖15A是圖示圖14中的拉電流時(shí)的逆變器的操作示例的說明圖。圖15B是圖示圖14中的灌電流時(shí)的逆變器的操作的示例的說明圖。圖15A和圖15B簡(jiǎn)單圖示了圖5所示的逆變器INVBK中的兩相(u相和v相)的配置的示例。如圖15A和圖15B中所示的，在實(shí)踐中，每個(gè)相(例如，u相)的高側(cè)晶體管M1u包括體二極管D1u，并且低側(cè)晶體管M2u還包括體二極管D2u。

圖14大致圖示了在驅(qū)動(dòng)電流Iu從拉電流(正電流)改變?yōu)楣嚯娏?負(fù)電流)時(shí)的每個(gè)信號(hào)的操作波形。這里，在拉電流流動(dòng)的PWM周期T1中，執(zhí)行圖15A所示的操作。首先，在PWM信號(hào)PWMuh處于“H”電平(PWM信號(hào)PWMul處于“L”電平)的時(shí)段中，u相的高側(cè)晶體管M1u被驅(qū)動(dòng)為導(dǎo)通狀態(tài)，并且低側(cè)晶體管M2u分別被驅(qū)動(dòng)為關(guān)斷狀態(tài)。在該時(shí)段中，源電流(正電流)沿著從u相的高側(cè)晶體管M1u到電機(jī)SPM并且在導(dǎo)通狀態(tài)下的v相的低側(cè)晶體管M2v的路徑流動(dòng)。因此，u相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu處于接近電源電壓VM的電平。

接下來，假設(shè)PWM信號(hào)PWMuh已經(jīng)從“H”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平。在這種情況下，在死區(qū)時(shí)間的時(shí)間段期間保持“L”電平之后，PWM信號(hào)PWMul轉(zhuǎn)變?yōu)椤癏”電平。當(dāng)PWM信號(hào)PWMuh從“H”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平時(shí)，u相的高側(cè)晶體管M1u轉(zhuǎn)變?yōu)殛P(guān)斷狀態(tài)。因此，u相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu從接近電源電壓VM的電平向接近接地電源電壓GND的電平轉(zhuǎn)變。

當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓Vu的電平下降到低于接地電源電壓GND的電平時(shí)，再生電流(正電流)在路徑上從電機(jī)SPM流動(dòng)到處于導(dǎo)通狀態(tài)的v相的低側(cè)晶體管M2v，并且流動(dòng)到u相的低側(cè)的體二極管D2u。這里，高側(cè)晶體管M1u無法轉(zhuǎn)變?yōu)橥耆P(guān)斷狀態(tài)，直至再生電流開始流動(dòng)。結(jié)果，在驅(qū)動(dòng)電壓Vu的轉(zhuǎn)變時(shí)段中，u相的高側(cè)晶體管M1u變?yōu)樘幱趯?dǎo)通狀態(tài)，并且導(dǎo)致低側(cè)晶體管M2u變?yōu)樘幱陉P(guān)斷狀態(tài)，歸因?yàn)樗绤^(qū)時(shí)間。也就是說，低側(cè)晶體管M2u的柵極到源極電壓Vgs_UL變得小于規(guī)定的閾值電壓VthG。

隨后，當(dāng)再生電流(正電流)開始流動(dòng)時(shí)，高側(cè)晶體管M1u完全變?yōu)樘幱陉P(guān)斷狀態(tài)，死區(qū)時(shí)間被釋放，并且PWM信號(hào)PWMul從“L”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癏”水平。因此，u相的低側(cè)晶體管M2u的柵極到源極電壓Vgs_UL變得大于規(guī)定的閾值電壓VthG，并且所考慮的低側(cè)晶體管M2u變?yōu)樘幱趯?dǎo)通狀態(tài)。再生電流的路徑從體二極管D2u側(cè)改變?yōu)榈蛡?cè)晶體管M2u側(cè)。

接下來，假設(shè)PWM信號(hào)PWMul已經(jīng)從“H”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平。在這種情況下，當(dāng)u相的低側(cè)晶體管M2u向關(guān)斷狀態(tài)轉(zhuǎn)變并且完全變?yōu)樘幱陉P(guān)斷狀態(tài)時(shí)(即，當(dāng)PWM信號(hào)PWMul變得小于規(guī)定的閾值電壓VthG時(shí))，再生電流的路徑返回到體二極管D2u側(cè)，并且釋放死區(qū)時(shí)間。響應(yīng)于此，PWM信號(hào)PWMuh從“L”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癏”電平，并且u相的高側(cè)晶體管M1u被驅(qū)動(dòng)為導(dǎo)通狀態(tài)。結(jié)果，驅(qū)動(dòng)電壓Vu從接近接地電源電壓GND的電平轉(zhuǎn)變?yōu)榻咏娫措妷篤M的電平。

如上所述，在驅(qū)動(dòng)電流Iu是拉電流(正電流)的PWM周期T1中，在驅(qū)動(dòng)電壓Vu在接近電源電壓VM的電平和接近接地電源電壓GND的電平之間轉(zhuǎn)變的時(shí)段期間，低側(cè)晶體管M2u的柵極到源極電壓Vgs_UL變得小于規(guī)定的閾值電壓VthG。也就是說，低側(cè)晶體管M2u變?yōu)樘幱陉P(guān)斷狀態(tài)。

另一方面，在其中灌電流流動(dòng)的圖14的PWM周期T2中，執(zhí)行圖15B所示的操作。首先，在PWM信號(hào)PWMul處于“H”電平(PWM信號(hào)PWMuh處于“L”電平)的時(shí)段中，u相的低側(cè)晶體管M2u被驅(qū)動(dòng)為導(dǎo)通狀態(tài)，并且高側(cè)晶體管M1u分別被驅(qū)動(dòng)為關(guān)斷狀態(tài)。在該時(shí)段中，灌電流(負(fù)電流)沿著路徑從處于導(dǎo)通狀態(tài)的v相的高側(cè)晶體管M1v流動(dòng)到電機(jī)SPM，并且流動(dòng)到u相的低側(cè)晶體管M2u。因此，u相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu處于接近接地電源電壓GND的電平。

接下來，假設(shè)PWM信號(hào)PWMul已經(jīng)從“H”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平。在這種情況下，在死區(qū)時(shí)間的時(shí)段期間保持“L”電平之后，PWM信號(hào)PWMuh轉(zhuǎn)變?yōu)椤癏”電平。當(dāng)PWM信號(hào)PWMul從“H”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平時(shí)，u相的低側(cè)晶體管M2u向關(guān)斷狀態(tài)轉(zhuǎn)變。因此，u相的驅(qū)動(dòng)電壓Vu從接近接地電源電壓GND的電平向接近電源電壓VM的電平轉(zhuǎn)變。

當(dāng)驅(qū)動(dòng)電壓Vu的電平上升到高于電源電壓VM的電平時(shí)，再生電流(負(fù)電流)沿著路徑從電機(jī)SPM流動(dòng)到u相的高側(cè)的體二極管D1u，并且到處于導(dǎo)通狀態(tài)的v相的高側(cè)晶體管M1v。這里，低側(cè)晶體管M2u無法轉(zhuǎn)變到完全關(guān)斷狀態(tài)，直至再生電流開始流動(dòng)。結(jié)果，在驅(qū)動(dòng)電壓Vu的轉(zhuǎn)變時(shí)段中，u相的低側(cè)晶體管M2u變?yōu)樘幱趯?dǎo)通狀態(tài)，并且由于死區(qū)時(shí)間而導(dǎo)致高側(cè)晶體管M1u變?yōu)樘幱陉P(guān)斷狀態(tài)。也就是說，低側(cè)晶體管M2u的柵極到源極電壓Vgs_UL變得大于規(guī)定的閾值電壓VthG。

隨后，當(dāng)再生電流(負(fù)電流)開始流動(dòng)時(shí)，低側(cè)晶體管M2u變?yōu)橥耆幱陉P(guān)斷狀態(tài)，死區(qū)時(shí)間被釋放，并且PWM信號(hào)PWMuh從“L”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癏”電平。因此，u相的高側(cè)晶體管M1u成為導(dǎo)通狀態(tài)，并且再生電流的路徑從體二極管D1u側(cè)改變?yōu)楦邆?cè)晶體管M1u側(cè)。

接下來，假設(shè)PWM信號(hào)PWMuh已經(jīng)從“H”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平。在這種情況下，當(dāng)u相的高側(cè)晶體管M1u轉(zhuǎn)變?yōu)殛P(guān)斷狀態(tài)并且完全處于關(guān)斷狀態(tài)時(shí)，再生電流的路徑返回到體二極管D1u側(cè)，并且死區(qū)時(shí)間被釋放。響應(yīng)于此，PWM信號(hào)PWMul從“L”電平轉(zhuǎn)變?yōu)椤癏”電平，并且u相的低側(cè)晶體管M2u被驅(qū)動(dòng)到導(dǎo)通狀態(tài)。也就是說，低側(cè)晶體管M2u的柵極到源極電壓Vgs_UL變得大于規(guī)定的閾值電壓VthG。因此，驅(qū)動(dòng)電壓Vu從接近電源電壓VM的電平轉(zhuǎn)變?yōu)榻咏拥仉娫措妷篏ND的電平。

如上所述，在驅(qū)動(dòng)電流Iu是灌電流(負(fù)電流)的PWM周期T2中，在驅(qū)動(dòng)電壓Vu在接近電源電壓VM的電平與接近接地電源電壓GND的電平之間轉(zhuǎn)變期間，低側(cè)晶體管M2u的柵極到源極電壓Vgs_UL變得大于規(guī)定的閾值電壓VthG。也就是說，低側(cè)晶體管M2u變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)。

以這種方式，在圖13中所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD確定，在電機(jī)SPM相中的任何一個(gè)(這里為u相)的驅(qū)動(dòng)電壓Vu進(jìn)行轉(zhuǎn)變的時(shí)段中，低側(cè)晶體管M2u處于導(dǎo)通狀態(tài)還是關(guān)斷狀態(tài)。因此，驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD確定所考慮的相的電流是拉電流(正電流)還是灌電流(負(fù)電流)。然后，所考慮的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD檢測(cè)從拉電流和灌電流中的一個(gè)改變?yōu)榱硪粋€(gè)的時(shí)間作為驅(qū)動(dòng)電流Iu的過零點(diǎn)。

具體地，如圖14所示，驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD的向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2在確定為源電流時(shí)執(zhí)行向下計(jì)數(shù)，并且在確定為灌電流時(shí)執(zhí)行向上計(jì)數(shù)。雖然在圖14中省略，但是如圖12的情況，向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2在驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2處于“H”電平的時(shí)段中執(zhí)行這樣的計(jì)數(shù)操作。結(jié)果，如圖12的情況，驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD可以基于驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2轉(zhuǎn)變?yōu)椤癓”電平時(shí)的最終計(jì)數(shù)值來確定基準(zhǔn)電流相位θi。

如上所述，通過采用根據(jù)實(shí)施例1的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備和電機(jī)系統(tǒng)，能夠代表性地優(yōu)化電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電流的相位。

(實(shí)施例2)

《電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的主要部分的配置和操作(修改示例)》

圖16是圖示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例2的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的主要部分的配置的示例的功能框圖。圖16所示的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備與圖2所示的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的不同之處在于，參數(shù)設(shè)置寄存器PREG進(jìn)一步保持相位差設(shè)置值θoff和保持信號(hào)HLD。相位差設(shè)置值θoff和保持信號(hào)HLD被輸入到相位校正單元PHCP。

相位校正單元PHCP響應(yīng)于保持信號(hào)HLD停止校正值的更新，并且保持最新的校正值。根據(jù)該配置，例如，在電機(jī)SPM啟動(dòng)時(shí)或者在預(yù)先設(shè)置的規(guī)定時(shí)段中，通過相位校正單元PHCP來確定最佳校正值，并且然后將保持信號(hào)HLD評(píng)估為'H'水平。因此，不需要提供如圖10所示的非激勵(lì)時(shí)段，以便于檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的相位。

根據(jù)該配置，能夠通過正弦波的驅(qū)動(dòng)電流，在沒有伴隨非激勵(lì)時(shí)段的變形的情況下驅(qū)動(dòng)電機(jī)SPM。結(jié)果，能夠減小在非激勵(lì)時(shí)段中可能發(fā)生的轉(zhuǎn)矩波動(dòng)，并且能夠保持電機(jī)SPM的低振動(dòng)和噪聲降低。注意，當(dāng)采用這樣的配置時(shí)，變得無法檢測(cè)反電動(dòng)勢(shì)Vbemf的相位。因此，可能變得難以通過PLL控制器PLLCT來生成電機(jī)SPM的激勵(lì)控制計(jì)時(shí)。

然而，如實(shí)施例1中所述，能夠在不提供非激勵(lì)時(shí)段的情況下檢測(cè)基準(zhǔn)電流相位θi?；鶞?zhǔn)電流相位θi被定義為在保持信號(hào)HLD處于“L”電平的時(shí)段中，相對(duì)于基準(zhǔn)電壓相位θbemf具有規(guī)定的相位差(實(shí)施例1中為零)。因此，在實(shí)施例2中，PLL控制器PLLCT被配置為，在保持信號(hào)HLD被評(píng)估為“H”之后，基于基準(zhǔn)電流相位θi而不是基準(zhǔn)電壓相位θbemf來生成電機(jī)SPM的激勵(lì)控制計(jì)時(shí)。具體地，如圖12的情況，PLL控制器PLLCT執(zhí)行PLL控制，使得驅(qū)動(dòng)電流的過零點(diǎn)可以被固定在驅(qū)動(dòng)電流檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN2處于“H”電平的時(shí)段的中間時(shí)間。

相位差設(shè)置值θoff是用于將在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差設(shè)置為諸如非零的規(guī)定值的設(shè)置值。例如，如在磁場(chǎng)弱化控制中，已知通過使基準(zhǔn)電流相位θi大膽超前基準(zhǔn)電壓相位θbemf來提高電機(jī)SPM的角速度的最大值的方法。而且，如在磁阻電機(jī)中，已知通過執(zhí)行相位超前控制來獲得扭矩的方法。在這種情況下，如圖16所示，采用可以從外部設(shè)置相位差設(shè)置值θoff的配置是有用的。

《相位算術(shù)單元和相位校正單元(變形示例)的細(xì)節(jié)》

圖17是圖示圖16所示的驅(qū)動(dòng)電壓相位生成器中的相位算術(shù)單元和相位校正單元的具體配置的示例的框圖。圖17所示的配置的示例與圖8所示的配置的示例稍有不同之處在于相位校正單元PHCP的配置。具體地，與圖8中所示的配置的示例相比，圖17所示的相位校正單元PHCP的不同之處在于誤差檢測(cè)器EDET2的配置并且在于添加了選擇器電路SELHD。

如圖8的情況，誤差檢測(cè)器EDET2計(jì)算在與對(duì)應(yīng)于基準(zhǔn)電流相位θi的乘法器MUL14的相乘結(jié)果和基準(zhǔn)電壓相位θbemf之間的相位差，并且此外，檢測(cè)在所計(jì)算的所考慮的相位差和相位差設(shè)置值θoff之間的誤差。乘法器MUL15使增益調(diào)整參數(shù)(即，積分增益)Kadj與所考慮的誤差檢測(cè)器EDET2的檢測(cè)結(jié)果相乘。選擇器電路SELHD在保持信號(hào)HLD處于“L”電平時(shí)將乘法器MUL15的乘法結(jié)果輸出到積分器ITG11，并且在保持信號(hào)HLD處于“H”電平時(shí)將零值輸出到積分器ITG11。

根據(jù)這樣的配置，執(zhí)行反饋控制，以便于在保持信號(hào)HLD處于“L”水平狀態(tài)的時(shí)段中，將在基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi之間的相位差收斂到相位差設(shè)置值θoff。另一方面，在保持信號(hào)HLD被評(píng)估為“H”電平之后，來自積分器ITG11的校正值是固定的。在保持信號(hào)HLD被評(píng)估為“H”電平之后，上述PLL控制器PLLCT基于基準(zhǔn)電流相位θi和相位差設(shè)置值θoff來生成激勵(lì)控制計(jì)時(shí)。

圖18是圖示圖17所示的相位校正單元的整體操作的示例的流程圖。與圖7所示的流程相比，圖18所示的流程添加有步驟S201和步驟S202。在上述步驟S106和步驟S107之間插入步驟S201。在更新校正值的條件下執(zhí)行電機(jī)SPM的驅(qū)動(dòng)(步驟S106)之后，相位校正單元PHCP確定保持信號(hào)HLD是否處于“H”電平(步驟S201)。

當(dāng)保持信號(hào)HLD處于“H”電平時(shí)，相位校正單元PHCP保持最新的校正值，并且終止處理(步驟S202)。另一方面，當(dāng)保持信號(hào)HLD處于“L”電平時(shí)，相位校正單元PHCP確定使能設(shè)置信號(hào)EN，如圖7的情況。當(dāng)確定使能設(shè)置信號(hào)EN處于使能狀態(tài)時(shí)，重復(fù)執(zhí)行步驟S102-S106的處理(步驟S107)。當(dāng)確定使能設(shè)置信號(hào)EN處于禁用狀態(tài)時(shí)，相位校正單元PHCP終止處理，而不執(zhí)行相位校正(即，將校正值設(shè)置為零)(步驟S108)。根據(jù)該處理，例如，當(dāng)在相位校正單元PHCP中保持最新校正值之后再次需要校正時(shí)，能夠通過控制保持信號(hào)HLD處于“L”電平來向相位校正單元PHCP引導(dǎo)校正的恢復(fù)。

如上所述，通過采用根據(jù)實(shí)施例2的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備和電機(jī)系統(tǒng)，如實(shí)施例1的情況，能夠代表性地優(yōu)化電機(jī)的驅(qū)動(dòng)電流的相位。與實(shí)施例1的情況相比，不必總是提供非激勵(lì)時(shí)段；因此，能夠?qū)崿F(xiàn)電機(jī)的低振動(dòng)和噪聲降低。

(實(shí)施例3)

《反EMF相位檢測(cè)器的細(xì)節(jié)(修改示例)》

圖19是圖示根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例3的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的反EMF相位檢測(cè)器的配置的示例的電路圖。圖19中所示的反EMF相位檢測(cè)器BPHD與圖11所示的配置的示例的不同點(diǎn)在于，添加了選擇器電路SELC1、與電路AD1u、AD1v和AD1w以及平均電路AVE1。反EMF相位檢測(cè)器BPHD與圖11所示的反EMF相位檢測(cè)器BPHD的進(jìn)一步不同點(diǎn)在于，圖11所示的觸發(fā)器電路FF13用三個(gè)觸發(fā)器電路FF13u、FF13v和FF13w替代。在圖19中，為了簡(jiǎn)化附圖，省略了圖11所示的異或電路XOR11。

選擇器電路SELC1基于選擇信號(hào)SEL來選擇三相驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv和Vw中的一個(gè)，并且將其作為驅(qū)動(dòng)電壓Vx輸出到放大器電路AMP11。也就是說，在圖11所示的配置的示例中，電機(jī)SPM的用作基準(zhǔn)電壓相位θbemf的檢測(cè)對(duì)象的相位是u相。然而，在圖19所示的配置的示例中，可以通過選擇器電路SELC1來選擇所考慮的電機(jī)SPM的相位。選擇信號(hào)SEL由例如圖2所示的PWM調(diào)制器PWMMD生成。

這里，為了便于說明，假定選擇信號(hào)SEL由3比特選擇信號(hào)us1、vs1和wsl組成，以分別選擇u相、v相和w相。與電路AD1u、AD1v和AD1w分別執(zhí)行選擇信號(hào)us1、vs1和wsl的兩個(gè)輸入以及來自與電路AD11的鎖存信號(hào)LT11的與運(yùn)算，并且將鎖存信號(hào)LT11u、LT11v和LT11w輸出到觸發(fā)器電路FF13u、FF13v和FF13w。

觸發(fā)器電路FF13u、FF13v和FF13w分別響應(yīng)于鎖存信號(hào)Lt11u、LT11v和LT11w來鎖存來自向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT1的計(jì)數(shù)值。平均電路AVE1對(duì)觸發(fā)器電路FF13u、FF13v和FF13u的每個(gè)輸出值進(jìn)行平均。放大器電路AMP12以規(guī)定的增益Kconv1放大平均電路AVE1的輸出，并且輸出基準(zhǔn)電壓相位θbemf。

當(dāng)在這種配置中將用于u相的選擇信號(hào)us1評(píng)估為“H”電平時(shí)，如圖11的情況，伴隨反EMF檢測(cè)使能信號(hào)CNT_EN1到“L”電平的轉(zhuǎn)變的最終計(jì)數(shù)值由觸發(fā)器電路FF13u鎖存。類似地，當(dāng)用于v相和用于w相的選擇信號(hào)vs1和wsl分別被斷言為“H”電平時(shí)，最終計(jì)數(shù)值分別由觸發(fā)器電路FF13v和FF13w鎖存。結(jié)果，反EMF相位檢測(cè)器BPHD能夠通過經(jīng)由例如選擇器電路SELC1順序切換電機(jī)SPM的作為檢測(cè)對(duì)象的相位，來檢測(cè)每個(gè)相的基準(zhǔn)電壓相位θbemf，并且平均電路AVE1能夠平均針對(duì)每個(gè)相所考慮的檢測(cè)的基準(zhǔn)電壓相位θbemf。

《驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器(修改示例)的詳細(xì)說明》

圖20是圖示本發(fā)明的實(shí)施例3的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器的配置的示例的電路圖。圖20所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD與圖13所示的配置的示例的不同點(diǎn)在于，添加了選擇器電路SELC2a和SELC2b、與電路AD2u、AD2v和AD2w以及平均電路AVE2。所考慮的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD與圖13所示的一個(gè)進(jìn)一步不同之處在于，在圖13中所示的觸發(fā)器電路FF23用三個(gè)觸發(fā)器電路FF23u、FF23v和FF23w替換。在圖20中，為了簡(jiǎn)化附圖，省略了圖13所示的異或電路XOR21。

選擇器電路SELC2a基于選擇信號(hào)SEL選擇三相柵極到源極電壓Vgs_UL、Vgs_VL和Vgs_WL中的一個(gè)，并將其作為柵極到源極電壓Vgs_xL輸出到比較器電路CMP_G。類似地，選擇器電路SELC2b基于選擇信號(hào)SEL來選擇三相驅(qū)動(dòng)電壓Vu、Vv或Vw中的一個(gè)，并將其作為驅(qū)動(dòng)電壓Vx輸出到比較器電路CMP_TR。也就是說，在圖13所示的配置的示例中，電機(jī)SPM的用作基準(zhǔn)電流相位θi的檢測(cè)對(duì)象的相位是u相。然而，在圖20所示的配置的示例中，能夠通過選擇器電路SELC2a和SELC2b來選擇所考慮的電機(jī)SPM的相位。

假設(shè)選擇信號(hào)SEL與圖19的情況相同。與電路AD2u、AD2v和AD1w分別執(zhí)行選擇信號(hào)us1、vs1和wsl的兩個(gè)輸入以及來自與電路AD21的鎖存信號(hào)LT21的與運(yùn)算，并且將鎖存信號(hào)LT21u、LT21v和LT21w輸出到觸發(fā)器電路FF23u、FF23v和FF23w。

觸發(fā)器電路FF23u、FF23v和FF23w分別響應(yīng)于鎖存信號(hào)LT21u、LT21v和LT21w來鎖存來自向上/向下計(jì)數(shù)器電路UDCUNT2的計(jì)數(shù)值。平均電路AVE2對(duì)觸發(fā)器電路FF23u、FF23v和FF23w的每個(gè)輸出值進(jìn)行平均。放大器電路AMP22以規(guī)定的增益Kconv2放大平均電路AVE2的輸出，并輸出基準(zhǔn)電流相位θi。

以這種方式，圖20所示的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD具有與圖19所示的驅(qū)動(dòng)電壓相位檢測(cè)器BPHD相同的相位選擇功能，并且如圖19的情況進(jìn)行操作。結(jié)果，所考慮的驅(qū)動(dòng)電流相位檢測(cè)器IPHD能夠通過例如經(jīng)由選擇器電路SELC2a和SELC2b順序地切換電機(jī)SPM的相位來檢測(cè)每個(gè)相的基準(zhǔn)電流相位θi作為檢測(cè)對(duì)象，并且平均電路AVE2平均針對(duì)每個(gè)相所考慮的檢測(cè)的基準(zhǔn)電流相位θi。

以下方法可被視為具體序列。也就是說，例如，首先針對(duì)u相檢測(cè)基準(zhǔn)電壓相位θbemf和基準(zhǔn)電流相位θi。接下來，順序地執(zhí)行v相的檢測(cè)和w相的檢測(cè)。隨后，序列再次返回到u相，從而重復(fù)一系列序列。在這種情況下，能夠等效地獲得校正值，該校正值使在三相的基準(zhǔn)電壓相位θbemf的平均值和三相的基準(zhǔn)電流相位θi的平均值之間的相位差接近規(guī)定值。結(jié)果，能夠執(zhí)行包括例如對(duì)三相中的磁化變化的校正的校正。該序列不限于以上具體描述的，然而，可以采用各種序列。即使在采用任何序列時(shí)，也能夠通過執(zhí)行控制以通過選擇器電路適當(dāng)?shù)厍袚Q每個(gè)相來獲得平均校正值。

在上述中，除了實(shí)施例1和實(shí)施例2中描述的各種效果之外，通過采用根據(jù)實(shí)施例3的電機(jī)驅(qū)動(dòng)設(shè)備和電機(jī)系統(tǒng)，能夠進(jìn)一步平均地優(yōu)化電機(jī)的每個(gè)相中的驅(qū)動(dòng)電流的相位。

如上所述，已經(jīng)基于實(shí)施例具體說明了由本發(fā)明人完成的發(fā)明。然而，本發(fā)明不限于上述實(shí)施例，并且可以在不脫離本發(fā)明主旨的范圍內(nèi)進(jìn)行各種改變。例如，為了明確地解釋本發(fā)明，詳細(xì)地說明了上述實(shí)施例，并且本發(fā)明不必限于包括所有所解釋的配置的實(shí)施例?？梢杂闷渌麑?shí)施例的配置替換某個(gè)實(shí)施例的某個(gè)配置，并且還能夠?qū)⑵渌麑?shí)施例的配置添加到某個(gè)實(shí)施例的配置。還能夠?qū)γ總€(gè)實(shí)施例的某個(gè)配置進(jìn)行其他配置的添加、刪除和替換。

例如，本實(shí)施例的方法可以作為各種類型的電機(jī)的驅(qū)動(dòng)方法被應(yīng)用，不僅包括HDD設(shè)備，而且包括DVD播放器/記錄器和藍(lán)光播放器/記錄器。