專利名稱：利用復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的混疊減小的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及二次抽樣數(shù)字濾波器組領(lǐng)域，并提供一種用于大大減小從修正，例如量化或衰減，數(shù)字濾波器組的頻譜系數(shù)或子帶信號(hào)出現(xiàn)的損失的方法和裝置。本發(fā)明可應(yīng)用于數(shù)字均衡器〔“高效20頻帶數(shù)字音頻均衡器”A.J.S.Ferreira，J.M.N.Viera，AES preprint，98th Convention 1995 February 25-28 Paris，N.Y.，USA〕，自適應(yīng)濾波器〔“具有臨界抽樣的子帶自適應(yīng)濾波分析、實(shí)驗(yàn)和應(yīng)用于回聲消除”A.Gilloire，M.Vetterli，IEEE Transactions on Signal Processing，vol.40，no.8，August，1992〕，多頻帶信號(hào)壓擴(kuò)器，以及使用高頻再現(xiàn)(HFR)的音頻編碼系統(tǒng)，在這些系統(tǒng)中數(shù)字濾波器組用于頻譜包絡(luò)的自適應(yīng)調(diào)整，如頻譜帶復(fù)制(SBR)系統(tǒng)〔WO 98/57436〕。

背景技術(shù)：
數(shù)字濾波器組是兩個(gè)或多個(gè)并行數(shù)字濾波器的集合。分析濾波器組將輸入信號(hào)分割為多個(gè)獨(dú)立信號(hào)，稱為子帶信號(hào)(或頻譜系數(shù))。當(dāng)每個(gè)單位時(shí)間子帶的抽樣總數(shù)與輸入信號(hào)的抽樣總數(shù)相同時(shí)，濾波器組被臨界抽樣(或最高抽樣)。合成濾波器組將這些子帶信號(hào)組合為輸出信號(hào)。一種普及型的臨界抽樣濾波器組是余弦調(diào)制濾波器組。在余弦調(diào)制系統(tǒng)中濾波器是通過(guò)余弦調(diào)制低通濾波器獲得的，即所謂的原型濾波器。余弦調(diào)制器組提供非常有效的實(shí)現(xiàn)，而且經(jīng)常用于自然語(yǔ)音編解碼器〔“感覺(jué)編碼的介紹”K.Brandenburg，AES，Collected Papers on Digital Audio Bitrate Reduction，1996〕。然而，通過(guò)應(yīng)用均衡增益曲線或量化抽樣修改子帶抽樣或頻譜系數(shù)的任何嘗試，導(dǎo)致輸出信號(hào)中出現(xiàn)嚴(yán)重的混疊非自然信號(hào)。


發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明顯示，通過(guò)用虛正弦調(diào)制部分?jǐn)U展余弦調(diào)制濾波器組，形成復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組，可大大降低從修正子帶信號(hào)出現(xiàn)的損傷。正弦擴(kuò)展消除了在余弦調(diào)制濾波器組中出現(xiàn)的主混疊項(xiàng)。此外，本發(fā)明提供一種用于優(yōu)化原型濾波器的方法，稱之為混疊項(xiàng)最小化(ATM)。復(fù)指數(shù)調(diào)制產(chǎn)生復(fù)數(shù)值的子帶信號(hào)，這種信號(hào)可被解釋為從濾波器組的實(shí)數(shù)部分獲得的信號(hào)的分析信號(hào)，即，基礎(chǔ)余弦調(diào)制濾波器組。這種功能提供了對(duì)子帶信號(hào)的瞬時(shí)能量的固有測(cè)量。
根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的操作的主要步驟是 1.設(shè)計(jì)截止頻率為π/2M的對(duì)稱的低通濾波器，其優(yōu)化用于所希望的混疊抑制和通帶平坦性； 2.通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制經(jīng)優(yōu)化的原型濾波器構(gòu)成一個(gè)M-道濾波器組； 3.通過(guò)濾波器組的分析部分過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)； 4.根據(jù)希望的、可能時(shí)變的均衡器設(shè)置修正復(fù)數(shù)值的子帶信號(hào)； 5.通過(guò)濾波器組的合成部分過(guò)濾經(jīng)修正的復(fù)數(shù)值的子帶抽樣；以及 6.計(jì)算從濾波器組的合成部分獲得的復(fù)數(shù)值時(shí)域輸出信號(hào)的實(shí)數(shù)部分。
根據(jù)本發(fā)明，提供了一種用于估計(jì)從數(shù)字濾波器組獲得的系數(shù)或子帶信號(hào)的能量測(cè)量的方法，其特征在于優(yōu)化濾波器級(jí)數(shù)為N，不強(qiáng)迫具有完全再現(xiàn)特性的對(duì)稱的低通原型濾波器p0(n)；通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器建立M通道的分析濾波器組，其中所述濾波器組具有以下濾波器系數(shù) 且n＝0，1，...，N和k＝0，1，...，M-1；通過(guò)所述濾波器組過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)；以及計(jì)算從所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)的平方絕對(duì)值。
根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種用于減小從修正通過(guò)數(shù)字濾波器組獲得的系數(shù)或子帶信號(hào)出現(xiàn)的混疊的方法，其特征在于優(yōu)化濾波器級(jí)數(shù)為N，不強(qiáng)迫具有完全再現(xiàn)特性的對(duì)稱的低通原型濾波器p0(n)；通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器建立M通道的濾波器組，其中所述濾波器組具有以下分析和合成濾波器系數(shù) 且n＝0...N和k＝0...M-1；通過(guò)所述濾波器組的分析部分過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)；修正從所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)；通過(guò)所述濾波器組的合成部分過(guò)濾所述修正的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)；以及取復(fù)數(shù)值時(shí)域輸出信號(hào)的實(shí)數(shù)部分，其中所述輸出信號(hào)是從所述合成濾波獲得的信號(hào)之和。
根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種用于估計(jì)從數(shù)字濾波器組獲得的系數(shù)或子帶信號(hào)的能量測(cè)量的裝置，其特征在于用于優(yōu)化濾波器級(jí)數(shù)為N，不強(qiáng)迫具有完全再現(xiàn)特性的對(duì)稱低通原型濾波器p0(n)的裝置；用于通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器建立M通道的分析濾波器組的裝置，其中所述濾波器組具有以下濾波器系數(shù) 且n＝0，1，...，N和k＝0，1，...，M-1；用于通過(guò)所述濾波器組過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)的裝置；以及用于計(jì)算從所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)的平方絕對(duì)值的裝置。
根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種用于減小從修正通過(guò)數(shù)字濾波器組獲得的系數(shù)或子帶信號(hào)出現(xiàn)的混疊的裝置，其特征在于用于優(yōu)化濾波器級(jí)數(shù)為N，不強(qiáng)迫具有完全再現(xiàn)特性的對(duì)稱低通原型濾波器p0(n)的裝置；用于通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器建立M通道的濾波器組的裝置，其中所述濾波器組具有以下分析和合成濾波器系數(shù) 且n＝0，1，...，N和k＝0，1，...，M-1；用于通過(guò)所述濾波器組的分析部分過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)的裝置；用于修正從所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)的裝置；用于通過(guò)所述濾波器組的合成部分過(guò)濾所述修正的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)的裝置；以及用于取復(fù)數(shù)值時(shí)域輸出信號(hào)的實(shí)數(shù)部分的裝置，其中所述輸出信號(hào)是從所述合成濾波獲得的信號(hào)之和。
根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種使用數(shù)字濾波器組來(lái)處理實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)獲得的頻譜系數(shù)或子帶信號(hào)而出現(xiàn)的混疊的方法，包括提供濾波器級(jí)數(shù)為N的對(duì)稱低通原型濾波器p0(n)；通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器而建立M通道的濾波器組，其中所述濾波器組具有基于以下公式的分析和合成濾波器系數(shù) n＝0...N和k＝0...M-1；通過(guò)所述濾波器組的分析部分過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)；修正根據(jù)所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)；通過(guò)所述濾波器組的合成部分過(guò)濾所述修正后的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)；以及取信號(hào)的實(shí)數(shù)部分以獲得輸出信號(hào)，其中所述低通原型濾波器的濾波器級(jí)數(shù)N高于2M-1，其中M是在所述數(shù)字濾波器組中的通道數(shù)，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過(guò)最小化以下復(fù)合目標(biāo)函數(shù)εtot(a)實(shí)現(xiàn)的 εtot(a)＝aεt+(1-a)εa 其中a是加權(quán)常數(shù)，εt是傳輸函數(shù)的誤差能量，而εa是總混疊誤差，或者其中所述分析濾波器組用于在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中估計(jì)能量測(cè)量，或者其中所述M通道濾波器組在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中用作包絡(luò)調(diào)整濾波器組。
根據(jù)本發(fā)明，還提供了一種使用數(shù)字濾波器組來(lái)處理實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)的設(shè)備，包括用于提供濾波器級(jí)數(shù)為N的對(duì)稱低通原型濾波器p0(n)的裝置；用于通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器而建立M通道的濾波器組的裝置，其中所述濾波器組具有基于以下公式的分析和合成濾波器系數(shù) n＝0...N和k＝0...M-1；用于通過(guò)所述濾波器組的分析部分過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)的裝置；用于修正根據(jù)所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)的裝置；用于通過(guò)所述濾波器組的合成部分過(guò)濾所述修正后的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)以及取信號(hào)的實(shí)數(shù)部分以獲得輸出信號(hào)的裝置，其中所述低通原型濾波器的濾波器級(jí)數(shù)N高于2M-1，其中M是在所述數(shù)字濾波器組中的通道數(shù)，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過(guò)最小化以下復(fù)合目標(biāo)函數(shù)εtot(a)實(shí)現(xiàn)的 εtot(a)＝aεt+(1-a)εa 其中a是加權(quán)常數(shù)，εt是傳輸函數(shù)的誤差能量，而εa是總混疊誤差，或者其中所述分析濾波器組用于在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中估計(jì)能量測(cè)量，或者其中所述分析濾波器組在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中用作包絡(luò)調(diào)整濾波器組。
本發(fā)明最吸引人的應(yīng)用是改進(jìn)各種數(shù)字均衡器，自適應(yīng)濾波器，多頻帶壓擴(kuò)器和用于HFR系統(tǒng)的自適應(yīng)包絡(luò)調(diào)整濾波器組。



現(xiàn)在借助不限制本發(fā)明的范圍和精神的示例，參考附圖描述本發(fā)明，其中 圖1示意了數(shù)字濾波器組的分析和合成部分； 圖2是余弦調(diào)制濾波器組的復(fù)合混疊分量矩陣的大??； 圖3是復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的復(fù)合混疊分量矩陣的大??； 圖4示意了在為帶通濾波器響應(yīng)調(diào)整的余弦調(diào)制濾波器組中所想要的項(xiàng)和主混疊項(xiàng)； 圖5示意了對(duì)于復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的不同實(shí)現(xiàn)的混疊增益項(xiàng)的衰減； 圖6示意了根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的分析部分；以及 圖7示意了根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的合成部分。

具體實(shí)施例方式 應(yīng)理解的是，本發(fā)明可應(yīng)用于結(jié)合除本專利明確提到之外的數(shù)字濾波器組的一系列實(shí)現(xiàn)。
數(shù)字濾波器組 數(shù)字濾波器組是共用公共輸入端或公共輸出端的兩個(gè)或多個(gè)并行數(shù)字濾波器的集合〔“多速率系統(tǒng)和濾波器組”P.P.VaidyanathanPrentice HallEnglewood Cliffs，NJ，1993〕。當(dāng)公用公共輸入端時(shí)，濾波器組被稱為分析濾波器組。分析組將輸入信號(hào)分割為M個(gè)稱為子帶信號(hào)的獨(dú)立信號(hào)。分析濾波器表示為Hk(z)，其中k＝0...M-1。當(dāng)子帶信號(hào)的抽樣因子為M時(shí)分析濾波器被臨界抽樣(或最高抽樣)。每單位時(shí)間子帶抽樣的總數(shù)就等于輸入信號(hào)每單位時(shí)間的抽樣數(shù)。合成組將這些子帶信號(hào)組合為公共的輸出信號(hào)。合成濾波器表示為Fk(z)，其中k＝0...M-1。圖1示意了具有M個(gè)通道(子帶)的最高抽樣濾波器組。分析部分101產(chǎn)生信號(hào)Vk(z)，其構(gòu)成從將輸入信號(hào)X(z)發(fā)送、存儲(chǔ)或修正的信號(hào)。合成部分102重組信號(hào)Vk(z)為輸出信號(hào)
重組Vk(z)以獲得原信號(hào)X(z)的近似值

容易出現(xiàn)多個(gè)差錯(cuò)。其中一個(gè)誤差就是混疊，這是因抽樣和插入子帶造成的。其它誤差為相位和幅度失真。
按照?qǐng)D1的符號(hào)表示法，分析濾波器Hk(z)103的輸出為 Xk(z)＝Hk(z)X(z)(1) 其中k＝0...M-1。抽樣器104給出以下輸出 其中W＝e-i2π/M。內(nèi)插器105的輸出由以下公式給出 而從合成濾波器106獲得的信號(hào)之和可書寫為 其中 是第l個(gè)混疊項(xiàng)X(zWl)的增益。公式(4)可書寫為 右手邊(RHS)的最后和構(gòu)成所有不想要的混疊項(xiàng)之和。消除所有混疊，即，借助正確選擇Hk(z)和Fk(z)使這個(gè)和為0，給出以下公式 其中 為總的傳輸函數(shù)或失真函數(shù)。選擇合成濾波器Fk(z)，以便 Fk(z)＝z-NHk(z)(9) 其中N為分析濾波器的級(jí)數(shù)，導(dǎo)致產(chǎn)生以下述傳輸函數(shù) 符號(hào)H(z)是時(shí)間反轉(zhuǎn)和復(fù)數(shù)卷積的序列hk(n)的Z變換。公式(10)在單位圓上求值得到 公式(11)表示T(z)具有線性相位，因此沒(méi)有相位失真。此外，如果RHS上的最后和為常數(shù)，則沒(méi)有幅度失真?？偟膫鬏敽瘮?shù)在此情況下只是具有常比例因子c的延遲，即 T(z)＝cz-N(12) 將其代入公式(7)得到 滿足公式(13)的濾波器的類型就稱為具有完全再現(xiàn)(PR)特性。
余弦調(diào)制濾波器組 在余弦調(diào)制濾波器組中，分析濾波器hk(n)為對(duì)稱的低通原型濾波器p0(n)的余弦調(diào)制模型 其中M為通道數(shù)，k＝0...M-1，N為原型濾波器級(jí)數(shù)，且n＝0...N。實(shí)數(shù)值的原型濾波器系數(shù)之和假設(shè)為1 按照相同符號(hào)，合成濾波器由以下公式給出 分析濾波器組為實(shí)數(shù)值的輸入信號(hào)產(chǎn)生實(shí)數(shù)值的子帶抽樣。子帶抽樣向下抽樣的系數(shù)為M，這使得系統(tǒng)被臨界抽樣。根據(jù)原型濾波器的選擇，濾波器組可構(gòu)成接近完全的再現(xiàn)系統(tǒng)，即所謂的偽QMF組〔US5436940〕，或完全再現(xiàn)(PR)系統(tǒng)。PR系統(tǒng)的一個(gè)例子是調(diào)制lapped變換(MLT)〔“用于高效變換/子帶編碼的lapped變換”H.S.Malvar，IEEE Trans ASSP，vol.38，no.6，1990〕。選擇調(diào)制的一個(gè)固有特性是每個(gè)濾波器具有兩個(gè)通帶；一個(gè)在正頻率范圍，而一個(gè)對(duì)應(yīng)通帶在負(fù)頻率范圍。
公式(5)以矩陣形式可書寫為 a＝Hf(17) 或具體為
矩陣H稱為混疊分量(AC)矩陣。為更好地分析這個(gè)公式，f可書寫為
或壓縮為 f＝Fe(20) 將公式(20)代入公式(17)，混疊增益可書寫為a＝HFe，其中乘積 HF＝U(21) 為M×M矩陣，在此稱為復(fù)合混疊分量矩陣。
對(duì)于余弦調(diào)制系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，在復(fù)合混疊分量矩陣中最重要的項(xiàng)為第一行和四個(gè)對(duì)角線。圖2的三維圖示意了在這個(gè)矩陣中各個(gè)分量的大小。第一行擁有來(lái)自傳輸函數(shù)的項(xiàng)，公式(8)，而四個(gè)對(duì)角線主要包括主混疊項(xiàng)，即，因?yàn)V波器和它們最近的鄰居之間的重疊導(dǎo)致的混疊。很容易看到，主混疊項(xiàng)是從具有正通帶的頻率調(diào)制形式的濾波器正通帶，或相對(duì)，具有負(fù)通帶的頻率調(diào)制形式的濾波器負(fù)通帶之間的頻率重疊出現(xiàn)的。將復(fù)合混疊分量矩陣中各行的項(xiàng)累加，即，計(jì)算混疊增益，結(jié)果能消除主混疊項(xiàng)。混疊是以成對(duì)方式被消除的，其中第一主混疊項(xiàng)被同一行中的第二主混疊項(xiàng)消除。在主混疊項(xiàng)上疊加的是其它較小的混疊項(xiàng)。如果原型濾波器的特性使得濾波器的過(guò)渡帶和阻帶與它們的調(diào)制模型有大量重疊，則這些混疊項(xiàng)將很大。舉例來(lái)說(shuō)，第二和最后一行包括因?yàn)V波器與它們最近的調(diào)制模型重疊導(dǎo)致的混疊項(xiàng)。對(duì)于PR系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，當(dāng)累加各項(xiàng)求混疊增益時(shí)這些較小的混疊項(xiàng)也完全消除。然而在偽QMF系統(tǒng)中，這些項(xiàng)仍然存在。
復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組 根據(jù)本發(fā)明擴(kuò)展余弦調(diào)制為復(fù)指數(shù)調(diào)制產(chǎn)生以下分析濾波器hk(n) 利用與之前相同的符號(hào)，這可視為向?qū)崝?shù)值濾波器組添加一個(gè)虛數(shù)部分，其中虛數(shù)部分由同一原型濾波器的正弦調(diào)制模型構(gòu)成?？紤]實(shí)數(shù)值的輸入信號(hào)，從濾波器組的輸出可被解釋為一組子帶信號(hào)，其中實(shí)數(shù)和虛數(shù)部分為相互之間的希耳伯特(Hilbert)變換。所產(chǎn)生的子帶因此為從余弦調(diào)制濾波器組獲得的實(shí)數(shù)值輸出的分析信號(hào)。因此，由于用復(fù)數(shù)值表示，子帶信號(hào)過(guò)抽樣(oversample)系數(shù)為2。
合成濾波器以下述的相同方式被擴(kuò)展 公式(22)和(23)暗示，從合成組的輸出為復(fù)數(shù)值。利用矩陣符號(hào)，其中Ca為具有來(lái)自公式(14)的分析濾波器的矩陣，而Sa為具有以下濾波器的矩陣 獲得公式(22)的濾波器為Ca+jSa。在這些矩陣中，k為行索引，而n為列索引。類似地，矩陣Cs具有來(lái)自公式(16)的合成濾波器，而Ss是具有以下濾波器的矩陣。
公式(23)因此可寫為Cs+jSs，其中k為列索引，而n為行索引。為表示輸入信號(hào)x，從以下公式找到輸出信號(hào)y y＝(Cs+jSs)(Ca+jSa)x＝(CsCa-SsSa)x+j(CsSa+SsCa)x (26) 從公式(26)可看出，實(shí)數(shù)部分包括兩項(xiàng)從普通的余弦調(diào)制濾波器組的輸出，以及從正弦調(diào)制濾波器組的輸出。很容易驗(yàn)證，如果余弦調(diào)制濾波器組具有PR特性，則其正弦調(diào)制模型，在改變符號(hào)后，也構(gòu)成PR系統(tǒng)。因此，通過(guò)采用輸出的實(shí)數(shù)部分，復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)提供與對(duì)應(yīng)的余弦調(diào)制模型相同的再現(xiàn)精度。
復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)可擴(kuò)展為也能處理復(fù)數(shù)值的輸入信號(hào)。通過(guò)擴(kuò)展通道數(shù)為2M，即，增加濾波器的負(fù)頻率，并保持輸出信號(hào)的虛數(shù)部分，可獲得用于復(fù)數(shù)值信號(hào)的偽QMF或PR系統(tǒng)。
分析來(lái)自公式(21)的復(fù)合混疊分量矩陣，對(duì)于復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組主混疊對(duì)角線變?yōu)榱?。這很容易理解，因?yàn)閺?fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組對(duì)每個(gè)濾波器只有一個(gè)通帶。換言之，濾波器組沒(méi)有主混疊項(xiàng)，并且不依賴上述的成對(duì)混疊消除。復(fù)合混疊分量矩陣僅在第一行有重要項(xiàng)。圖3示出了在所產(chǎn)生的矩陣中分量的大小。根據(jù)原型濾波器的特性，行1至行M-1的項(xiàng)或多或少被衰減。沒(méi)有主混疊項(xiàng)使得混疊消除受復(fù)指數(shù)調(diào)制模型中廢棄的余弦(或正弦)調(diào)制濾波器組的約束。因此分析和合成濾波器均可從以下找到 由于對(duì)于對(duì)稱原型濾波器，p0(n)＝p0(N-n)。如同前面一樣，M為通道數(shù)，k＝0...M-1，N為原型濾波器級(jí)數(shù)，且n＝0...N。
參考公式(4)，輸出信號(hào)

的實(shí)數(shù)部分的Z變換為 符號(hào)

是復(fù)數(shù)卷積序列

的Z變換。從公式(4)可得到，輸出信號(hào)的實(shí)數(shù)部分的變換為 其中輸入信號(hào)x(n)通常為實(shí)數(shù)值。公式(29)在處理后可書寫為 通過(guò)檢查公式(30)，以及再調(diào)用公式(28)的變換，顯然a0(n)的實(shí)數(shù)部分對(duì)PR系統(tǒng)必須為狄拉克(dirac)脈沖。此外，aM/2(n)的實(shí)數(shù)部分必須為0，而且混疊增益，l＝1...M/2-1，必須滿足 AM-l(z)＝-Al*(z)(31) 在偽QMF系統(tǒng)中，公式(31)僅大致適用。此外，a0(n)的實(shí)數(shù)部分并不完全為狄拉克(dirac)脈沖，aM/2(n)的實(shí)數(shù)部分也不完全為0。
修正子帶信號(hào) 改變余弦調(diào)制濾波器組中通道的增益，即，利用分析/合成系統(tǒng)作為均衡器，導(dǎo)致因主混疊項(xiàng)產(chǎn)生的嚴(yán)重失真。假定我們的目的是為帶通響應(yīng)調(diào)整八道濾波器組，其中除了第二和第三通道所有子帶信號(hào)被設(shè)置為0。來(lái)自公式(21)的復(fù)合混疊分量矩陣于是為8×8矩陣，其中除了第二和第三列的元素，所有元素為0(圖4)。如圖所示，還剩下7個(gè)大的混疊項(xiàng)。來(lái)自行三和行五的混疊將被消除，因?yàn)樵谶@些行中主混疊項(xiàng)具有相同增益，即，成對(duì)消除是有意安排的。然而在行二、四和六，只有一個(gè)混疊項(xiàng)，因?yàn)樗鼈儗?duì)應(yīng)的混疊項(xiàng)具有零增益?；殳B消除因此不是有意安排的，而且輸出信號(hào)中的混疊將很大。
從這個(gè)例子顯然可看出，當(dāng)利用復(fù)指數(shù)調(diào)制的濾波器組作為均衡器時(shí)能實(shí)現(xiàn)很大改進(jìn)。圖4描繪的8道系統(tǒng)具有128級(jí)的原型濾波器。在上面的均衡器例子中總的混疊衰減只是16dB。轉(zhuǎn)到復(fù)指數(shù)調(diào)制得到95dB的混疊衰減。由于不存在主混疊項(xiàng)，所產(chǎn)生的混疊只依賴于從濾波器和它們的調(diào)制模型之間的重疊產(chǎn)生的混疊項(xiàng)的抑制。因此設(shè)計(jì)原型濾波器以最大化抑制混疊增益項(xiàng)非常重要。在單位圓上計(jì)算的公式(30)的RHS第一項(xiàng)給出傳輸函數(shù)的誤差能量et為 通過(guò)在單位圓上計(jì)算公式(30)的RHS所有剩余項(xiàng)可計(jì)算總混疊能量ea為 由于對(duì)稱，公式(9)而且 P0(z)＝z-NP0(z)(34) 在公式(33)求和的花括號(hào)內(nèi)的項(xiàng)相等。總混疊能量因此具有M/2-1項(xiàng) (35) 最小化混疊增益項(xiàng)是通過(guò)優(yōu)化原型濾波器實(shí)現(xiàn)的。這是優(yōu)選通過(guò)利用標(biāo)準(zhǔn)非線性優(yōu)化算法最小化復(fù)合目標(biāo)函數(shù)實(shí)現(xiàn)的，例如Downhill Simplex方法〔“在C的數(shù)字方法，計(jì)算科學(xué)技術(shù)第二版”，W.H.Press，S.A.Teukolsky，W.T.Vetterling，B.P.Flannery，Cambridge University Press，NY，1992〕。對(duì)于根據(jù)本發(fā)明的原型濾波器的混疊項(xiàng)最小化(ATM)，目標(biāo)函數(shù)像以下公式 εtot(a)＝aεt+(1-a)εa (36) 在優(yōu)化期間，當(dāng)計(jì)算εa時(shí)將隨機(jī)量化曲線應(yīng)用于濾波器組，即分析和合成濾波器乘以增益系數(shù)gk 并且在計(jì)算混疊增益項(xiàng)Al(z)時(shí)，l＝1...M-1，利用所得到的濾波器Hk(eq)和FK(eq)，k＝0...M-1。
在圖5中，比較五個(gè)不同復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)的混疊增益。其中4個(gè)為8通道系統(tǒng)，而1個(gè)為64通道系統(tǒng)。所有這些系統(tǒng)都具有128的原型濾波器長(zhǎng)度。點(diǎn)線和帶星號(hào)的實(shí)線示意兩個(gè)偽QMF系統(tǒng)的混疊分量，其中一個(gè)被混疊項(xiàng)最小化。短劃線和短劃-點(diǎn)線為兩個(gè)8通道完全再現(xiàn)系統(tǒng)的分量，其中一個(gè)系統(tǒng)也被混疊項(xiàng)最小化。實(shí)線是復(fù)指數(shù)調(diào)制lapped變換(MLT)的混疊分量。根據(jù)上面的例子為帶通響應(yīng)調(diào)整所有這些系統(tǒng)，結(jié)果如表1所示?？偦殳B的抑制可計(jì)算為公式(33)的逆。通帶平坦性可計(jì)算為公式(32)的逆，其具有為帶通響應(yīng)調(diào)整的積分間隔。
表1 從表1的數(shù)字可看出，當(dāng)從64通道MLT移動(dòng)到8通道PR系統(tǒng)時(shí)可實(shí)現(xiàn)很大改進(jìn)。MLT是完全再現(xiàn)系統(tǒng)，而且每個(gè)多相分量只具有(N+1)/2M＝1個(gè)系數(shù)。8通道PR系統(tǒng)的系數(shù)數(shù)為128/16＝8。這使得濾波器具有較高的阻帶衰減和較高的混疊項(xiàng)抑制。此外，可看出，PR系統(tǒng)的混疊項(xiàng)最小化能抑制混疊并大大提高通帶平坦性。比較偽QMF系統(tǒng)和PR系統(tǒng)，顯然在幾乎保持帶通平坦性的同時(shí)混疊抑制提高40dB。當(dāng)最小化混疊項(xiàng)時(shí)，另外抑制混疊大約20dB，提高通帶平坦性10dB。因此，顯然完全再現(xiàn)約束對(duì)在均衡系統(tǒng)中使用的濾波器加以限制。偽QMF系統(tǒng)總是能設(shè)計(jì)用于足夠的再現(xiàn)精度，因?yàn)樗袑?shí)際的數(shù)字實(shí)現(xiàn)在數(shù)字表示中只有有限的分辨率。對(duì)于偽QMF和PR系統(tǒng)來(lái)說(shuō)，顯然最佳系統(tǒng)是建立在大量抑制阻帶的原型濾波器上的。這加強(qiáng)了相對(duì)長(zhǎng)度比MLT中使用的窗口更長(zhǎng)的原型濾波器的使用。
復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)的最大優(yōu)點(diǎn)是，由于子帶信號(hào)構(gòu)成從余弦調(diào)制濾波器組獲得的實(shí)數(shù)值子帶信號(hào)的分析信號(hào)，因此很容易計(jì)算瞬時(shí)能量。這在例如自適應(yīng)濾波器，自動(dòng)增益控制(AGC)，在多頻帶壓擴(kuò)器以及在頻帶復(fù)制系統(tǒng)(SBR)中是很有價(jià)值的特征，在此濾波器組用于頻譜包絡(luò)調(diào)整。子帶k內(nèi)的平均能量可計(jì)算為 其中vk(n)是通道k的子帶抽樣，而w(n)是以n＝0為中心長(zhǎng)2L-1的窗口。這種測(cè)量接著可用作自適應(yīng)或增益計(jì)算算法的輸入?yún)?shù)。
實(shí)際實(shí)現(xiàn) 利用標(biāo)準(zhǔn)PC或DSP，可實(shí)現(xiàn)復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組的實(shí)時(shí)操作。濾波器組也可被硬編碼到定制芯片上。圖6示意了復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的分析部分的有效實(shí)現(xiàn)的結(jié)構(gòu)。模擬輸入信號(hào)首先被送入A/D變換器601。數(shù)字時(shí)域信號(hào)被送入移位寄存器602，其每次保存2M個(gè)抽樣移位M個(gè)抽樣。來(lái)自移位寄存器的信號(hào)接著被原型濾波器603的多相系數(shù)濾波。經(jīng)濾波的信號(hào)被隨后組合604，并被DCT-IV605和DST-IV 606變換并行變換。從正弦和余弦變換的輸出分別構(gòu)成子帶抽樣的實(shí)數(shù)和虛數(shù)部分。子帶抽樣的增益根據(jù)當(dāng)前頻譜包絡(luò)調(diào)整器設(shè)置607被修正。
圖7示意了復(fù)指數(shù)調(diào)制系統(tǒng)的合成部分的有效實(shí)現(xiàn)。子帶抽樣首先乘以復(fù)指數(shù)旋轉(zhuǎn)系數(shù)701，實(shí)數(shù)部分用DVT-IV 702調(diào)制，而虛數(shù)部分用DST-IV 703變換調(diào)制。從變換器的輸出被組合704，并通過(guò)原型濾波器705的多相組件饋送。從移位寄存器706獲得時(shí)域輸出信號(hào)。最后，數(shù)字輸出信號(hào)被轉(zhuǎn)換回模擬波形707。
上述的實(shí)施例僅僅示意根據(jù)本發(fā)明的復(fù)指數(shù)調(diào)制濾波器組系統(tǒng)的原理。應(yīng)理解的是，本領(lǐng)域的技術(shù)人員清楚在此描述的方案和細(xì)節(jié)的修改和變化。因此，本發(fā)明僅受隨后的專利權(quán)利要求書的范圍限制，而不受借助在此對(duì)實(shí)施例的說(shuō)明和解釋所提供的特定細(xì)節(jié)的限制。
權(quán)利要求
1、一種使用數(shù)字濾波器組來(lái)處理實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)獲得的頻譜系數(shù)或子帶信號(hào)而出現(xiàn)的混疊的方法，包括
提供濾波器級(jí)數(shù)為N的對(duì)稱低通原型濾波器p0(n)；
通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器而建立M通道的濾波器組，其中所述濾波器組具有基于以下公式的分析和合成濾波器系數(shù)
n＝0...N和k＝0...M-1；
通過(guò)所述濾波器組的分析部分(602、603、604、605、606)過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)；
修正根據(jù)所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)；
通過(guò)所述濾波器組的合成部分(702、703、704、705、706)過(guò)濾所述修正后的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)；以及
取信號(hào)的實(shí)數(shù)部分以獲得輸出信號(hào)，
其中所述低通原型濾波器的濾波器級(jí)數(shù)N高于2M-1，其中M是在所述數(shù)字濾波器組中的通道數(shù)，或者
其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過(guò)最小化以下復(fù)合目標(biāo)函數(shù)εtot(a)實(shí)現(xiàn)的
εtot(a)＝aεt+(1-a)εa
其中a是加權(quán)常數(shù)，εt是傳輸函數(shù)的誤差能量，而εa是總混疊誤差，或者
其中所述分析濾波器組用于在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中估計(jì)能量測(cè)量，或者
其中所述M通道濾波器組在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中用作包絡(luò)調(diào)整濾波器組。
2、根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其中根據(jù)下述公式，利用所述分析和合成濾波器的增益調(diào)整模型hk(eq)(n)，gk(eq)(n)計(jì)算所述混疊增益項(xiàng)
and
其中g(shù)k表示隨機(jī)化或確定性的實(shí)數(shù)值增益系數(shù)，n＝0...N，k＝0...M-1，并且其中hk(n)，gk(n)分別是所述分析濾波器和合成濾波器的濾波器系數(shù)。
3、根據(jù)權(quán)利要求1-2的方法，其中所述M信道濾波器組在數(shù)字均衡系統(tǒng)中用作濾波器。
4、根據(jù)權(quán)利要求1-2的方法，其中所述M信道濾波器組用于自適應(yīng)濾波系統(tǒng)中。
5、根據(jù)權(quán)利要求3-5的方法，其中所述M信道濾波器組用于多頻帶壓擴(kuò)器系統(tǒng)中。
6、一種使用數(shù)字濾波器組來(lái)處理實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)的設(shè)備，包括
用于提供濾波器級(jí)數(shù)為N的對(duì)稱低通原型濾波器p0(n)的裝置；
用于通過(guò)復(fù)指數(shù)調(diào)制所述原型濾波器而建立M通道的濾波器組的裝置，其中所述濾波器組具有基于以下公式的分析和合成濾波器系數(shù)
n＝0...N和k＝0...M-1；
用于通過(guò)所述濾波器組的分析部分(602、603、604、605、606)過(guò)濾實(shí)數(shù)值的時(shí)域信號(hào)的裝置；
用于修正根據(jù)所述濾波獲得的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)的裝置；
用于通過(guò)所述濾波器組的合成部分(702、703、704、705、706)過(guò)濾所述修正后的復(fù)數(shù)值子帶信號(hào)以及取信號(hào)的實(shí)數(shù)部分以獲得輸出信號(hào)的裝置，
其中所述低通原型濾波器的濾波器級(jí)數(shù)N高于2M-1，其中M是在所述數(shù)字濾波器組中的通道數(shù)，或者
其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過(guò)最小化以下復(fù)合目標(biāo)函數(shù)εtot(a)實(shí)現(xiàn)的
εtot(a)＝aεt+(1-a)εa
其中a是加權(quán)常數(shù)，εt是傳輸函數(shù)的誤差能量，而εa是總混疊誤差，或者
其中所述分析濾波器組用于在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中估計(jì)能量測(cè)量，或者
其中所述分析濾波器組在高頻再現(xiàn)系統(tǒng)中用作包絡(luò)調(diào)整濾波器組。
全文摘要
本發(fā)明提出一種用于通過(guò)復(fù)數(shù)擴(kuò)展余弦調(diào)制數(shù)字濾波器組改進(jìn)數(shù)字濾波器組的新方法和裝置。本發(fā)明采用復(fù)指數(shù)調(diào)制低通原型濾波器以及一種用于優(yōu)化這個(gè)濾波器的特性的新方法。本發(fā)明大大降低從獨(dú)立修正子帶信號(hào)出現(xiàn)的混疊造成的非自然信號(hào)，例如在利用濾波器組作為頻譜均衡器時(shí)。本發(fā)明優(yōu)選以軟件實(shí)現(xiàn)，在標(biāo)準(zhǔn)PC或數(shù)字信號(hào)處理器(DSP)上運(yùn)行，但也可硬編碼到定制芯片上。本發(fā)明對(duì)各種數(shù)字均衡器、自適應(yīng)濾波器、多頻帶壓擴(kuò)器以及在高頻再現(xiàn)(HFR)系統(tǒng)中使用的頻譜包絡(luò)調(diào)整濾波器組提供本質(zhì)改進(jìn)。
文檔編號(hào)H03M7/30GK101635563SQ20091015861
公開日2010年1月27日 申請(qǐng)日期2002年3月28日 優(yōu)先權(quán)日2001年4月2日
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