專利名稱：：利用復指數調制濾波器組的混疊減小的制作方法
技術領域：
：本發(fā)明涉及二次抽樣數字濾波器組領域，并提供一種用于大大減小從修正，例如量化或衰減，數字濾波器組的頻譜系數或子帶信號出現的損失的方法和裝置。本發(fā)明可應用于數字均衡器〔"高效20頻帶數字音頻均衡器"A.J.S.Ferreira,J.M.N.Viera，AESpreprint,98thConvention1995February25-28Paris,N.Y.，USA〕，自適應濾波器〔"具有臨界抽樣的子帶自適應濾波分析、實驗和應用于回聲消除，,A.Gilloire，M.Vetterli,IEEETransactionsonSignalProcessingvol.40，no.8，August,1992〕，多頻帶信號壓擴器，以及使用高頻再現(HFR)的音頻編碼系統(tǒng)，在這些系統(tǒng)中數字濾波器組用于頻譜包絡的自適應調整，.如頻謙帶復制(SBR)系統(tǒng)〔WO98/57436〕。
背景技術：
：數字濾波器組是兩個或多個并行數字濾波器的集合。分析濾波器組將輸入信號分割為多個獨立信號，稱為子帶信號(或頻語系數)。當每個單位時間子帶的抽樣總數與輸入信號的抽樣總數相同時，濾波器組被臨界抽樣(或最高抽樣)。合成濾波器組將這些子帶信號組合為輸出信號。一種普及型的臨界抽樣濾波器組是余弦調制濾波器組。在余弦調制系統(tǒng)中濾波器是通過余弦調制低通濾波器獲得的，即所謂的原型濾波器。,余弦調制器組提供非常有效的實現，而且經常用于自然語音編解碼器〔"感覺編碼的介紹"K.Brandenburg,AES，CollectedPapersonDigitalAudioBitrateReduction,1996〕。然而，通過應用均衡增益曲線或量化抽樣修改子帶抽樣或頻鐠系數的任何嘗試，導致輸出信號中出現嚴重的混疊非自然信號。
發(fā)明內容本發(fā)明顯示，通過用虛正弦調制部分擴展余弦調制濾波器組，形成復指數調制濾波器組，可大大降低從修正子帶信號出現的損傷。正弦擴展消除了在余弦調制濾波器組中出現的主混疊項。此外，本發(fā)明提供一種用于優(yōu)化原型濾波器的方法，稱之為混疊項最小化(ATM)。復指數調制產生復數值的子帶信號，這種信號可被解釋為從濾波器組的實數部分獲得的信號的分析信號，即，基礎余弦調制濾波器組。這種功能提供了對子帶信號的瞬時能量的固有測量。根據本發(fā)明的復指數調制濾波器組的操作的主要步驟是1.設計截止頻率為兀/2M的對稱的低通濾波器，其優(yōu)化用于所希望的混疊抑制和通帶平坦性；2.通過復指數調制經優(yōu)化的原型濾波器構成一個Af-道濾波器組；3.通過濾波器組的分析部分過濾實數值的時域信號；4.根據希望的、可能時變的均衡器設置修正復數值的子帶信號；5.通過濾波器組的合成部分過濾經修正的復數值的子帶抽樣；以及6.計算從濾波器組的合成部分獲得的復數值時域輸出信號的實數部分。根據本發(fā)明，提供了一種用于估計從數字濾波器組獲得的系數或子帶信號的能量測量的方法，其特征在于優(yōu)化濾波器級數為W，不強迫具有完全再現特性的對稱的低通原型濾波器通過復指數調制所述原型濾波器建立通道的分析濾波器組，其中所述濾波器組具有以下濾波器系數且"=0，1，…，iV和/b=0，l,...，iVf-l;通過所述濾波器組過濾實數值的時域信號；以及計算從所述濾波獲得的復數值子帶信號的平方絕對值。根據本發(fā)明，還提供了一種用于減小從修正通過數字濾波器組獲得的系數或子帶信號出現的混疊的方法，其特征在于優(yōu)化濾波器級數為N，不強迫具有完全再現特性的對稱的低通原型濾波器/M7i);通過復指數調制所述原型濾波器建立M通道的濾波器組，其中所述濾波器組具有以下分析和合成濾波器系數且w=0...7V和/b=0...通過所述濾波器組的分析部分過濾實數值的時域信號；修正從所述濾波獲得的復數值子帶信號；通過所述濾波器組的合成部分過濾所述修正的復數值子帶信號；以及取復數值時域輸出信號的實數部分，其中所述輸出信號是從所述合成濾波獲得的信號之和。根據本發(fā)明，還提供了一種用于估計從數字濾波器組獲得的系數或子帶信號的能量測量的裝置，其特征在于用于優(yōu)化濾波器級數為TV,不強迫具有完全再現特性的對稱低通原型濾波器p。(^的裝置；用于通過復指數調制所述原型濾波器建立M通道的分析濾波器組的裝置，其中所述濾波器組具有以下濾波器系數且m-O，I，...，7V和A:-O,l，...，用于通過所述濾波器組過濾實數值的時域信號的裝置；以及用于計算從所述濾波獲得的復數值子帶信號的平方絕對值的裝置。根據本發(fā)明，還提供了一種用于減小從修正通過數字濾波器組獲得的系數或子帶信號出現的混疊的裝置，其特征在于用于優(yōu)化濾波器級數為W，不強迫具有完全再現特性的對稱低通原型濾波器/;/W的裝置；用于通過復指數調制所述原型濾波器建立M通道的濾波器組的裝置，其中所迷濾波器組具有以下分析和合成濾波器系數:且"=0，1，...，iV和A-O，l，...，Af-l;用于通過所述濾波器組的分析部分過濾實數值的時域信號的裝置；用于修正從所述濾波獲得的復數值子帶信號的裝置；用于通過所述濾波器組的合成部分過濾所述修正的復數值子帶信號的裝置；以及用于取復數值時域輸出信號的實數部分的裝置，其中所述輸出信號是從所述合成濾波獲得的信號之和。根據本發(fā)明，還提供了一種用于過濾實數值的時域信號的分析濾波器組部分，其中所述濾波器組具有個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器/m^出現的濾波器系數，所述原型濾波器/;/W具有濾波器級數iV,其中所述濾波器系數是基于以下公式在此A:指示信道索引，《指示濾波器系數索引，而力Z^指示屬于索引A的濾波器組通道的索引《的復數值濾波器系數，其中w-O，l，...，TV和A:-O，l,...，7W-1，其中所述低通原型濾波器的濾波器級數7V高于2M-1，其中Af是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數^(")實現的&。,(")=<^,其中"是加權常數，s,是通帶誤差，而s"是混疊誤差，或者其中所述分析濾波器組部分用于在高頻再現系統(tǒng)中估計能量測量，或者其中所述分析濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。根據本發(fā)明，還提供了一種用于過濾復數值的子帶信號的合成濾波器組部分，其中所述濾波器組具有AT個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器p/"J出現的濾波器系數，所述原型濾波器/M^具有濾波器級數iV，其中所述濾波器系數為(2"l)(w丄)在此*指示信道索引，W指示濾波器系數索引，而/^!)指示屬于索引*的濾波器組通道的索引/1的復數值濾波器系數，其中"=0,1，...，W和A:-O,l，...，M-1，還包括用于添加從濾波器組通道輸出的信號以獲得復數值時域信號的裝置，以及用于取所述實數部分以獲得實數值時域輸出信號的裝置，其中所述低通原型濾波器的濾波器級數7V高于23f-l，其中M是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數^(a)實現的e,。(0)="s,十(l-a)e。其中"是加權常數，S,是通帶誤差，而S"是混疊誤差，或者其中所述合成濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。根據本發(fā)明，還提供了一種使用用于過濾實數值的時域信號的分析濾波器組部分的分析濾波方法，其中所述濾波器組具有M個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器/7/)出現的濾波器系數，所述原型濾波器/7/")具有濾波器級數iV,其中所述濾波器系數是基于在此A指示信道索引，《指示濾波器系數索引，而^/")指示屬于索引的濾波器組通道的索引《的復數值濾波器系數，其中w=0，l，…，TV和A:=0，1，...，M-l，其中所述低通原型濾波器的濾波器級數7V高于2AT-1，其中Af是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數s,。,(")實現的其中"是加權常數，s,是通帶誤差，而e"是混疊誤差，或者其中所述分析濾波器組部分用于在高頻再現系統(tǒng)中估計能量測量，或者其中所述分析濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。根據本發(fā)明，還提供了一種使用用于過濾復數值的子帶信號的合成濾波器組部分的合成濾波方法，其中所述濾波器組具有M個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器/;/>出現的濾波器系數，所述原型濾波器/;/")具有濾波器級數iV，其中所述濾波器系數是基于以下公式在此A:指示信道索引，《指示濾波器系數索引，而//W指示屬于索引A:的濾波器組通道的索引"的復數值濾波器系數，其中w-O，l，...，iV和A:-O，l，...，M-l，還包括用于添加從濾波器組通道輸出的信號以獲得復數值時域信號的裝置，以及用于取所述實數部分以獲得實數值時域輸出信號的裝置，其中所述低通原型濾波器的濾波器級數7V高于2M-1，其中M是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數f,。,(")實現的=+(1-*。其中fl是加權常數，S,是通帶誤差，而Sa是混疊誤差，或者其中所述合成濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。本發(fā)明最吸引人的應用是改進各種數字均衡器，自適應濾波器，多頻帶壓擴器和用于HFR系統(tǒng)的自適應包絡調整濾波器組?，F在借助不限制本發(fā)明的范圍和精神的示例，參考附圖描述本發(fā)明，其中圖1示意了數字濾波器組的分析和合成部分；圖2是余弦調制濾波器組的復合混疊分量矩陣的大??；J圖3是復指數調制濾波器組的復合混疊分量錄陣的大小；圖4示意了在為帶通濾波器響應調整的余弦調制濾波器組中所ii想要的項和主混疊項；圖5示意了對于復指數調制濾波器組的不同實現的混疊增益項的衰減；圖6示意了根據本發(fā)明的復指數調制濾波器組系統(tǒng)的分析部分；以及圖7示意了根據本發(fā)明的復指數調制濾波器組系統(tǒng)的合成部具體實施例方式應理解的是，本發(fā)明可應用于結合除本專利明確提到之外的數字濾波器組的一系列實現。數字濾波器組數字濾波器組是共用公共輸入端或公共輸出端的兩個或多個并行數字濾波器的集合〔"多速率系統(tǒng)和濾波器組，，P.P.VaidyanathanPrenticeHall:EnglewoodCliffs,NJ,1993〕。當^^用/>共輸入端時，濾波器組被稱為分析濾波器組。分析組將輸入信號分割為M個稱為子帶信號的獨立信號。分析濾波器表示為好Z力，其中&=0...M-l。當子帶信號的抽樣因子為M時分析濾波器被臨界抽樣(或最高抽樣)。每單位時間子帶抽樣的總數就等于輸入信號每單位時間的抽樣數。合成組將這些子帶信號組合為公共的輸出信號。合成濾波器表示為FJz),其中A=0...M-l。圖1示意了具有M個通道(子帶)的最高抽樣濾波器組。分析部分101產生信號^W，其構成從將輸入信號JVT^發(fā)送、存儲或修正的信號。合成部分102重組信號F/力為輸出信號i(力。重組F"^以獲得原信號AT^)的近似值f(z)容易出現多個差錯。其中一個誤差就是混疊，這是因抽樣和插入子帶造成的。其它誤差為相位和幅度失真。按照圖l的符號表示法，分析濾波器i^^103的輸出為,'=(1〗其中/^0…Af-l。抽樣器104給出以下輸出其中『=6-'WM。內插器105的輸出由以下^^式給出W(一&(,)=去乞仏(w')(3)而從合成濾波器106獲得的信號之和可書寫為義②=②=i&(力77乞A(f')=(4)2外『')zad')a②=771;外『'm(z)其中柳=(5)是第/個混疊項ArzW)的增益。公式(4)可書寫為1fM—11i(力=7710)乂。0)+')40)(6)右手邊(RHS)的最后和構成所有不想要的混疊項之和。消除所有混疊，即，借助正確選擇好Z"和i^(^使這個和為0，給出以下公式M似S其中1M一1r(z)=77iX(z)F"z)(8)為總的傳輸函數或失真函數。選擇合成濾波器F/d，以便(9)其中N為分析濾波器的級數，導致產生以下述傳輸函數w)-士ix②《②-;ix(力^(力(io)符號豆(z)是時間反轉和復數巻積的序列&(/^的Z變換。公式(10)在單位圓上求值得到、MSMg11公式(ii)表示r②具有線性相位，因此沒有相位失真。此外，如果RHS上的最后和為常數，則沒有幅度失真。總的傳輸函數在此情況下只是具有常比例因子c的延遲，即r(o=C(12)將其代入公式(7)得到Z(z)=cz—(13)滿足公式(13)的濾波器的類型就稱為具有完全再現(PR)特性。余弦調制濾波器組在余弦調制濾波器組中，分析濾波器/^>|)為對稱的低通原型濾波器p/"卩的余弦調制模型&(")=2a(")"4(2*+1)("_#-v)l(14)其中M為通道數，A:=0...M-l，iV為原型濾波器級數，且w-O...iV。實數值的原型濾波器系數之和假設為1:i>02(")=i(is)=0按照相同符號，合成濾波器由以下公式給出A("卜2/7。(iV——j^(2A:+l)("-4+,}(16)分析濾波器組為實數值的輸入信號產生實數值的子帶抽樣。子帶抽樣向下抽樣的系數為AT,這使得系統(tǒng)被臨界抽樣。根據原型濾波器的選擇，濾波器組可構成接近完全的再現系統(tǒng)，即所謂的偽QMF組〔US5436940〕，或完全再現(PR)系統(tǒng)。PR系統(tǒng)的一個例子是調制lapped變換(MLT)〔"用于高效變換/子帶編碼的lapped變換，，H.S.Malvar，IEEETransASSP，vol.38，no.6，1990〕。選擇調制的一個固有特性是每個濾波器具有兩個通帶；一個在正頻率范圍，而一個對應通帶在負頻率范圍。公式(5)以矩陣形式可書寫為a=Hf(17)或具體為<table>tableseeoriginaldocumentpage15</column></row><table>(19)或壓縮為f=Fe(20)將公式(20)代入/>式(17)，混疊增益可書寫為a-HFe，其中乘積HF=U(21)為MxM矩陣，在此稱為復合混疊分量矩陣。對于佘弦調制系統(tǒng)來說，在復合混疊分量矩陣中最重要的項為第一行和四,對角線。圖2的三維圖示意了在這個矩陣中各個分章的大小。第一行擁有來自傳輸函數的項，公式(8)，而四個對角線主要包括主混疊項，即，因濾波器和它們最近的鄰居之間的重疊導致的混疊。很容易看到，主混疊項是從具有正通帶的頻率調制形式的濾波器正通帶，或相對，具有負通帶的頻率調制形式的濾波器負通帶之間的頻率重疊出現的。將復合混疊分量矩陣中各行的項累加，即，計算混疊增益，結果能消除主混疊項?；殳B是以成對方式被消除的，其中第一主混疊項被同一行中的第二主混疊項消除。在主混疊項上疊加的是其它較小的混疊項。如果原型濾波器的特性使得濾波器的過渡帶和阻帶與它們的調制模型有大量重疊，則這些混疊項將很大。舉例來說，第二和最后一行包括因濾波器與它們最近的調制模型重疊導致的混疊項。對于PR系統(tǒng)來說，當累加各項求混疊增益時這些較小的混疊項也完全消除。然而在偽QMF系統(tǒng)中，這些項仍然存在。復指數調制濾波器組根據本發(fā)明擴展余弦調制為復指數調制產生以下分析濾波器&(")=A)(")鄉(xiāng){/4(2A+1)("-#-v)l(22)L2M22J利用與之前相同的符號，這可視為向實數值濾波器組添加一個虛數部分，其中虛數部分由同一原型濾波器的正弦調制模型構成?？紤]實數值的輸入信號，從濾波器組的輸出可被解釋為一組子帶信號，其中實數和虛數部分為相互之間的希耳伯特(Hilbert)變換。所產生的子帶因此為從余弦調制濾波器組獲得的實數值輸出的分析信號。因此，由于用復數值表示，子帶信號過抽樣(oversample)系數為2。合成濾波器以下述的相同方式,皮擴展力(")"。-")exp{/(2*+1)("-^+^)}(23)L2M22J公式(22)和(23)暗示，從合成組的輸出為復數值。利用矩陣符號，其中Ca為具有來自公式(14)的分析濾波器的矩陣，而Sa為具有以下濾波器的矩陣&(")=&(")sin(^(2A+1)("-^-v)}(24)L2M22J獲得公式(22)的濾波器為Ca+jSa。在這些矩陣中，k為行索引，而n為列索引。類似地，矩陣Cs具有來自公式(16)的合成濾波器，而Ss是具有以下濾波器的矩陣。A(")"。-")sin{4(2*+1)("-$+冬)}(25)公式(23)因此可寫為Cs+jSs，其中k為列索引，而n為行索引。為表示輸入信號x，從以下公式找到輸出信號y:y=(CS+jSs)(Ca+jS>=(CsCa-SSS>+j(CsSa+SSC>(26)從公式(26)可看出，實數部分包括兩項從普通的余弦調制濾波器組的輸出，以及從正弦調制濾波器組的輸出。很容易驗證，如果余弦調制濾波器組具有PR特性，則其正弦調制模型，在改變符號后，也構成PR系統(tǒng)。因此，通過采用輸出的實數部分，復指數調制系統(tǒng)提供與對應的余弦調制模型相同的再現精度。復指數調制系統(tǒng)可擴展為也能處理復數值的輸入信號。通過擴展通道數為2M，即，增加濾波器的負頻率，并保持輸出信號的虛數部分，可獲得用于復數值信號的偽QMF或PR系統(tǒng)。分析來自公式(21)的復合混疊分量矩陣，對于復指數調制濾波器組主混疊對角線變?yōu)榱?。這很容易理解，因為復指數調制濾波器組對每個濾波器只有一個通帶。換言之，濾波器組沒有主混疊項，并且不依賴上述的成對混疊消除。復合混疊分量矩陣僅在第一行有重要項。圖3示出了在所產生的矩陣中分量的大小。根據原型濾波器的特性，行1至行的項或多或少;陂衰減。沒有主混疊項使得混疊消除受復指數調制模型中廢棄的余弦(或正弦)調制濾波器組的約束。因此分析和合成濾波器均可從以下找到&(")=厶(")=P。(")一/+1)("-#)}(27)由于對于對稱原型濾波器，/M^)-j^(7V-")。如同前面一樣，M為通道數，A:=0...7kT-l，N為原型濾波器級數，且w-0…7V。參考公式(4),輸出信號"")的實數部分的Z變換為Z(Re說n》卜JUz)JZ)*(Z)M28)符號i^(z)是復數巻積序列i(")的z變換。從公式(4)可得到，輸出信號的實數部分的變換為2M^o)=^(x(z『';M,(z)+x(zr—*(力)(29)其中輸入信號通常為實數值。公式(29)在處理后可書寫為2《0)=義(也(2)+A"(_也/2(力+4/2*0)}++藝x(,')",②+《—,*(z)}+(30J—-'s.(通過檢查公式(30),以及再調用公式(28)的變換，顯然"/"J的實數部分對PR系統(tǒng)必須為狄拉克(dirac)脈沖。此外，"Af/2fW的實數部分必須為0，而且混疊增益，/==1...Af/2-l，必須滿足<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>(31)在偽QMF系統(tǒng)中，公式(31)僅大致適用。此外，"/mJ的實數部分并不完全為狄拉克(dirac)脈沖，的實數部分也不完全為0。修正子帶信號改變余弦調制濾波器組中通道的增益，即，利用分析/合成系統(tǒng)作為均衡器，導致因主混疊項產生的嚴重失真。假定我們的目的是為帶通響應調整八道濾波器組，其中除了第二和第三通道所有子帶信號被設置為0。來自公式(21)的復合混疊分量矩陣于是為8x8矩陣，其中除了第二和第三列的元素，所有元素為O(圖4)。如圖所示，還剩下7個大的混疊項。來自行三和行五的混疊將被消除，因為在這些行中主混疊項具有相同增益，即，成對消除是有意安排的。然而在;f亍二、四和六，只有一個混疊項，因為它們對應的混疊項具有零增益?；殳B消除因此不是有意安排的，而且輸出信號中的混疊將很大。從這個例子顯然可看t±|，當利用復指數調制的濾波器組作為均衡器時能實現很大改進。圖4描繪的8道系統(tǒng)具有128級的原型濾波器。在上面的均衡器例子中總的混疊衰減只是16dB。轉到復指數調制得到95dB的混疊衰減。由于不存在主混疊項，所產生的混疊只依賴于從濾波器和它們的調制模型之間的重疊產生的混疊項的抑制。因此設計原型濾波器以最大化抑制混疊增益項非常重要。在單位圓上計算的公式(30)的RHS第一項給出傳輸函數的誤差能量e,為<formula>formulaseeoriginaldocumentpage18</formula>(32)通過在單位圓上計算/>式(30)的RHS所有剩余項可計算總混疊能量e。為+|l/(e，)"/(e，)|2}c/w由于對稱，公式(9)而且(33)(34)在公式(33)求和的花括號內的項相等?？偦殳B能量因此具有纖國l項最小化混疊增益項是通過優(yōu)化原型濾波器實現的。這是優(yōu)選通過利用標準非線性優(yōu)化算法最小化復合目標函數實現的，例如DownhillSimplex方法〔"在C的數字方法，計算科學技術第二版，，，W.H.Press，S.A.TeukoIsky,W.T.Vetterling，B.P.Fla匿ry，CambridgeUniversityPress,NY，1992〕。對于才艮據本發(fā)明的原型濾波器的混疊項最小化(ATM),目標函數像以下公式(36)在優(yōu)化期間，當計算^時，隨機量化曲線應用于濾波器組，即分析和合成濾波器乘以增益系數a:=朋dF^)(z^^^(z)(37)并且在計算混疊增益項j,^時，/=1...力/-1，利用所得到的濾波器//")和"，yb=o...M-l。在圖5中，比較五個不同復指數調制系統(tǒng)的混疊增益。其中4個為8通道系統(tǒng)，而1個為64通道系統(tǒng)。所有這些系統(tǒng)都具有128的原型濾波器長度。點線和帶星號的實線示意兩個偽QMF系統(tǒng)的混疊分量，其中一個被混疊項最小化。短劃線和短劃-點線為兩個8通道完全再現系統(tǒng)的分量，其中一個系統(tǒng)也被混疊項最小化。實線是復指數調制lapped變換(MLT)的混疊分量。根據上面的例子為帶通響應調整所有這些系統(tǒng)，結果如表l所示?？偦殳B的抑制可計算(35為公式(33)的逆。通帶平坦性可計算為公式(32)的逆，其具有為帶通響應調整的積分間隔。表l系統(tǒng)總混疊的抑制通帶平坦性8通道偽QMFATMN-128114.7dB98.1dB8通道偽QMFN=12895.4dB87.6dB8通道PRATMN=12777.3dB132.7dB8通道PRN-12755.0dB93.6dB64通道MLTN=12738.5dB87.1dB從表1的數字可看出，當從64通道MLT移動到8通道PR系統(tǒng)時可實現4艮大改進。MLT是完全再現系統(tǒng)，而且每個多相分量只具有(7V+1)/2AT-1個系數。8通道PR系統(tǒng)的系數數為128/16=8。這使得濾波器具有較高的阻帶衰減和較高的混疊項抑制。此外，可看出，PR系統(tǒng)的混疊項最小化能抑制混疊并大大提高通帶平坦性。比較偽QMF系統(tǒng)和PR系統(tǒng)，顯然在幾乎保持帶通平坦性的同時混疊抑制提高40dB。當最小化混疊項時，另外抑制混疊大約20dB，提高通帶平坦性10dB。因此，顯然完全再現約束對在均衡系統(tǒng)中使用的濾波器加以限制。偽QMF系統(tǒng)總是能設計用于足夠的再現精度，因為所有實際的數字實現在數字表示中只有有限的分辨率。對于偽QMF和PR系統(tǒng)來說，顯然最佳系統(tǒng)是建立在大量抑制阻帶的原型濾波器上的。這加強了相對長度比MLT中使用的窗口更長的原型濾波器的使用。復指數調制系統(tǒng)的最大優(yōu)點是，由于子帶信號構成從余弦調制濾波器組獲得的實數值子帶信號的分析信號，因此很容易計算瞬時能量。這在例如自適應濾波器，自動增益控制(AGC),在多頻帶壓擴器以及在頻帶復制系統(tǒng)(SBR)中是很有價值的特征，在此濾波器組用于頻譜包絡調整。子帶A內的平均能量可計算為其中v/")是通道/t的子帶抽樣，而w(H)是以"=0為中心長2丄-1的窗口。這種測量接著可用作自適應或增益計算算法的輸入參數。實際實現利用標準PC或DSP，可實現復指數調制濾波器組的實時操作。濾波器組也可被硬編碼到定制芯片上。圖6示意了復指數調制濾波器組系統(tǒng)的分析部分的有效實現的結構。模擬輸入信號首先被送入A/D變換器601。數字時域信號被送入移位寄存器602，其每次保存2M個抽樣移位M個抽樣。來自移位寄存器的信號接著被原型濾波器603的多相系數濾波。經濾波的信號被隨后組合604,并被DCT-IV605和DST-IV606變換并行變換。從正弦和余弦變換的輸出分別構成子帶抽樣的實數和虛數部分。子帶抽樣的增益根據當前頻譜包絡調整器設置607被修正。圖7示意了復指數調制系統(tǒng)的合成部分的有效實現。子帶抽樣首先乘以復指數旋轉系數701，實數部分用DVT-IV702調制，而虛數部分用DST-IV703變換調制。從變換器的輸出被組合704，并通過原型濾波器705的多相組件饋送。從移位寄存器706獲得時域輸出信號。最后，數字輸出信號被轉換回模擬波形707。上述的實施例僅僅示意根據本發(fā)明的復指數調制濾波器組系統(tǒng)的原理。應理解的是，本領域的技術人員清楚在此描述的方案和細節(jié)的修改和變化。因此，本發(fā)明僅受隨后的專利權利要求書的范圍限制，而不受借助在此對實施例的說明和解釋所提供的特定細節(jié)的限制。權利要求1.一種用于過濾實數值的時域信號的分析濾波器組部分，其中所述濾波器組具有M個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器p0(n)出現的濾波器系數，所述原型濾波器p0(n)具有濾波器級數N，其中所述濾波器系數是基于以下公式<mathsid="math0001"num="0001"><math><![CDATA[<mrow><msub><mi>h</mi><mi>k</mi></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>)</mo></mrow><mo>=</mo><msub><mi>p</mi><mn>0</mn></msub><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>)</mo></mrow><mi>exp</mi><mo>{</mo><mi>i</mi><mfrac><mi>&pi;</mi><mrow><mn>2</mn><mi>M</mi></mrow></mfrac><mrow><mo>(</mo><mn>2</mn><mi>k</mi><mo>+</mo><mn>1</mn><mo>)</mo></mrow><mrow><mo>(</mo><mi>n</mi><mo>-</mo><mfrac><mi>N</mi><mn>2</mn></mfrac><mo>)</mo></mrow><mo>}</mo><mo>,</mo></mrow>]]></math></maths>在此k指示信道索引，n指示濾波器系數索引，而hk(n)指示屬于索引k的濾波器組通道的索引n的復數值濾波器系數，其中n＝0，1，...，N和k＝0，1，...，M-1，其中所述低通原型濾波器的濾波器級數N高于2M-1，其中M是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數εtot(a)實現的εtot(a)＝aεt+(1-a)εa其中a是加權常數，εt是通帶誤差，而εa是混疊誤差，或者其中所述分析濾波器組部分用于在高頻再現系統(tǒng)中估計能量測量，或者其中所述分析濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。2.根據權利要求1的分析濾波器組部分，還包括移位寄存器(602)，其后是合路器(604)的多相濾波器模塊(603)，以及包括數字余弦變換(605)和數字正弦變換(606)的變換裝置，其中在數字余弦變換(605)和數字正弦變換(606)的輸出端，獲得一組復數值子帶信號的實數和虛數部分。3.根據權利要求1或2的分析濾波器組部分，還包括用于修正從所述濾波得到的復數值子帶信號的裝置(607),復數值子帶信號具有復數值子帶抽樣，其中所述修正包括用于調整復數值子帶抽樣的大小以便匹配所需要的頻諳包絡曲線的頻i普包絡調整器。4.一種用于過濾復數值的子帶信號的合成濾波器組部分，其中所述濾波器組具有Af個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器/W^出現的濾波器系數，所述原型濾波器/7/W具有濾波器級數W,其中所述濾波器系數為在此A:指示信道索引，《指示濾波器系數索引，而/Z^指示屬于索引A的濾波器組通道的索引w的復數值濾波器系數，其中w-O，l，...，TV和A;=0，1，...，Af-1，還包括用于添加從濾波器組通道輸出的信號以獲得復數值時域信號的裝置，以及用于取所述實數部分以獲得實數值時域輸出信號的裝置，其中所述低通原型濾波器的濾波器級數TV高于2Af-l，其中M是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數e,。,(。)實現的其中"是加權常數，s,是通帶誤差，而^是混疊誤差，或者其中所述合成濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。5.根據權利要求4的合成濾波器組部分，還包括用于以一組復數值旋轉因子乘所述子帶信號的裝置(701),包含分別工作在所述子帶信號的實數和虛數部分的數字余弦變換(702)和數字正弦變換(703)的變換裝置，其后是多相濾波器模塊(705)的合路器(704)，以及移位寄存器和加法裝置(706)，其中在移位寄存器和加法裝置(706)的輸出端，獲得所述實數值的時域輸出信號。6.—種使用用于過濾實數值的時域信號的分析濾波器組部分的分析濾波方法，其中所述濾波器組具有M個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器戶/")出現的濾波器系數，所述原型濾波器/M^具有濾波器級數W，其中所述濾波f系數是基于<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>在此A指示信道索引，w指示濾波器系數索引，而/^)指示屬于索引*的濾波器組通道的索引w的復數值濾波器系數，其中w=0，l,…，iV和A:-O，l,…其中所述低通原型濾波器的濾波器級數高于2Af-l，其中M是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述優(yōu)化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數s,。,(")實現的<formula>formulaseeoriginaldocumentpage4</formula>其中"是加權常數，S,是通帶誤差，而Sa是混疊誤差，或者其中所述分析濾波器組部分用于在高頻再現系統(tǒng)中估計能量測量，或者其中所述分析濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。7.—種使用用于過濾復數值的子帶信號的合成濾波器組部分的合成濾波方法，其中所述濾波器組具有M個濾波器組通道，且所述通道具有從復指數調制對稱的低通原型濾波器戶/w)出現的濾波器系數，所述原型濾波器/;。(W具有濾波器級數W,其中所述濾波器系數是基于以下公式在此A指示信道索引，m指示濾波器系數索引，而//")指示屬于索引*的濾波器組通道的索引"的復數值濾波器系數，其中w=0,l，…，7V和A:-O，l，…，Af-l，還包括用于添加從濾波器組通道輸出的信號以獲得復數值時域信號的裝置，以及用于取所述實數部分以獲得實數值時域輸出信號的裝置，其中所述低通原型濾波器的濾波器級數高于2Af-l，其中Af是在所述數字濾波器組中的通道數，或者其中所述lL化所述低通原型濾波器是通過最小化以下復合目標函數e,。,(a)實現的<formula>formulaseeoriginaldocumentpage5</formula>其中fl是加權常數，S,是通帶誤差，而"是混疊誤差，或者其中所述合成濾波器組部分在高頻再現系統(tǒng)中用作包絡調整濾波器組的一部分。全文摘要本發(fā)明提出一種用于通過復數擴展余弦調制數字濾波器組改進數字濾波器組的新方法和裝置。本發(fā)明采用復指數調制低通原型濾波器以及一種用于優(yōu)化這個濾波器的特性的新方法。本發(fā)明大大降低從獨立修正子帶信號出現的混疊造成的非自然信號，例如在利用濾波器組作為頻譜均衡器時。本發(fā)明優(yōu)選以軟件實現，在標準PC或數字信號處理器(DSP)上運行，但也可硬編碼到定制芯片上。本發(fā)明對各種數字均衡器、自適應濾波器、多頻帶壓擴器以及在高頻再現(HFR)系統(tǒng)中使用的頻譜包絡調整濾波器組提供本質改進。文檔編號H03M7/30GK101635564SQ20091015861公開日2010年1月27日申請日期2002年3月28日優(yōu)先權日2001年4月2日發(fā)明者佩爾·?？怂固靥m德申請人:編碼技術股份公司