本發(fā)明涉及高壓器件應(yīng)用于低電壓電路的比較器電路，尤其涉及一種高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器。

背景技術(shù)：

現(xiàn)有技術(shù)中，常用的全差分cmos時(shí)鐘控制比較器電路結(jié)構(gòu)請(qǐng)參照?qǐng)D1至圖3，為了減少靜態(tài)功耗，通常由一個(gè)前置放大器和一個(gè)后置鎖存器組成，其中前置放大器用于將輸入信號(hào)和參考電壓的差值放大，為了實(shí)現(xiàn)高速比較，前置放大器的放大倍數(shù)一般在10db左右，而后置鎖存器將放大后的信號(hào)通過(guò)時(shí)鐘控制的再生正反饋實(shí)現(xiàn)快速翻轉(zhuǎn)，以產(chǎn)生比較器輸出結(jié)果。圖1至圖3所列舉的幾種cmos時(shí)鐘控制比較器，在正常工藝和正常電源電壓下能夠工作，但是當(dāng)5v中高壓cmos器件用于2.4v低電源電壓環(huán)境時(shí)，容易出現(xiàn)如下問(wèn)題：首先，由于5v器件的vth值會(huì)超過(guò)1v，加上源端襯底偏置效應(yīng)，導(dǎo)致低電源電壓下前置放大器會(huì)發(fā)生失效或者增益很低；同時(shí)，制造成本較高，其次，后置鎖存器在低電源電壓下的再生正反饋減弱，導(dǎo)致比較器輸出翻轉(zhuǎn)很慢。受這兩種情況的影響，致使常用的時(shí)鐘控制比較器在大驅(qū)動(dòng)電流條件下難以正常工作。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明要解決的技術(shù)問(wèn)題在于，針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的不足，提供一種高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器，用以實(shí)現(xiàn)在低電流條件下增加前置放大器的增益，提高后置鎖存器的再生正反饋速度，以及在低電源電壓與低靜態(tài)電流條件下實(shí)現(xiàn)高速高精度信號(hào)處理。

為解決上述技術(shù)問(wèn)題，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案。

一種高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器，其包括有前置全差分放大器、限流反相器和再生正反饋鎖存器，其中：所述前置全差分放大器包括有第一pmos管、第二pmos管、第三pmos管、第四pmos管、第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管和第四nmos管，所述第一pmos管的發(fā)射極、第二pmos管的發(fā)射極、第三pmos管的發(fā)射極和第四pmos管的發(fā)射極均連接于高電位，所述第二pmos管的柵極、第三pmos管的漏極、第四pmos管的漏極和第四pmos管的柵極相連接后作為前置全差分放大器的第一輸出端，所述第一pmos管的柵極、第一pmos管的漏極、第二pmos管的漏極和第三pmos管的柵極相連接后作為前置全差分放大器的第二輸出端，所述第二nmos管的漏極和第四nmos管的漏極均連接于前置全差分放大器的第一輸出端，所述第一nmos管的漏極和第三nmos管的漏極均連接于前置全差分放大器的第二輸出端，所述第一nmos管的柵極和第二nmos管的柵極分別用于接收輸入電壓信號(hào)，所述第三nmos管的柵極和第四nmos管的柵極分別用于接入?yún)⒖茧妷盒盘?hào)，所述第一nmos管的源極、第二nmos管的源極、第三nmos管的源極和第四nmos管的源極均連接于低電位；所述限流反相器連接于前置全差分放大器的第一輸出端和第二輸出端，所述限流反相器用于對(duì)前置全差分放大器的輸出信號(hào)進(jìn)行二級(jí)放大；所述再生正反饋鎖存器連接于限流反相器的第一輸出端和第二輸出端，所述再生正反饋鎖存器用于將限流反相器輸出的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。

優(yōu)選地，所述前置全差分放大器還包括有第一限流nmos管和第二限流nmos管，所述第一nmos管的源極和第二nmos管的源極均連接于第一限流nmos管的漏極，所述第三nmos管的源極和第四nmos管的源極均連接于第二限流nmos管的漏極，所述第一限流nmos管的源極和第二限流nmos管的源極均連接于低電位，所述第一限流nmos管的柵極和第二限流nmos管的柵極均用于接入限流控制信號(hào)。

優(yōu)選地，所述限流反相器包括有第五pmos管、第六pmos管、第五nmos管和第六nmos管，所述第五pmos管的源極和第六pmos管的源極均連接于高電位，所述第五pmos管的柵極和第五nmos管的柵極均連接于前置全差分放大器的第一輸出端，所述第六pmos管的柵極和第六nmos管的柵極均連接于前置全差分放大器的第二輸出端，所述第五nmos管的源極和第六nmos管的源極均連接于低電位，所述第五pmos管的漏極和第五nmos管的漏極相互連接后作為限流反相器的第一輸出端，所述第六pmos管的漏極和第六nmos管的漏極相互連接后作為限流反相器的第二輸出端。

優(yōu)選地，所述限流反相器還包括有第三限流nmos管，所述第五nmos管的源極和第六nmos管的源極均連接于第三限流nmos管的漏極，所述第三限流nmos管的源極連接低電位，所述第三限流nmos管的柵極用于接入限流控制信號(hào)。

優(yōu)選地，所述再生正反饋鎖存器包括有第七pmos管、第八pmos管、第九pmos管、第七nmos管和第八nmos管，所述第七pmos管的源極連接于高電位，所述第七pmos管的柵極用于接入復(fù)位控制信號(hào)，所述第八pmos管的源極和第九pmos管的源極均連接于第七pmos管的漏極，所述第七nmos管的源極和第八nmos管的源極均連接于低電位，所述第八pmos管的漏極、第七nmos管的漏極、第九pmos管的柵極和第八nmos管的柵極均連接于限流反相器的第一輸出端，所述第八pmos管的柵極、第七nmos管的柵極、第九pmos管的漏極和第八nmos管的漏極均連接于限流反相器的第二輸出端。

本發(fā)明公開的高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器中，第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管和第四nmos管，以及第一pmos管、第二pmos管、第三pmos管和第四pmos管組成前置的全差分放大器，其中第一nmos管、第二nmos管、第三nmos管和第四nmos管是放大器的全差分輸入對(duì)管，而第一pmos管、第二pmos管、第三pmos管和第四pmos管組成放大器的輸出負(fù)載。由于第二pmos管和第三pmos管交互連接而形成負(fù)電阻，其與第一pmos管和第四pmos管的電阻相互抵消，使得前置放大器的增益相比現(xiàn)有技術(shù)而言大大提高，在此基礎(chǔ)上，通過(guò)工作在放大區(qū)并且作為第二級(jí)放大器的限流反相器進(jìn)一步提高信號(hào)增益，再利用再生正反饋鎖存器實(shí)現(xiàn)5v器件在2.4v低電源電壓和低靜態(tài)電流下的高速高精度處理?；谏鲜鲈?，本發(fā)明相比現(xiàn)有技術(shù)而言的有益效果在于，本發(fā)明實(shí)現(xiàn)了在低電流條件下增加前置放大器的增益，提高了后置鎖存器的再生正反饋速度，降低了制造成本，以及實(shí)現(xiàn)了在低電源電壓與低靜態(tài)電流條件下的高速高精度信號(hào)處理。

附圖說(shuō)明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)中全差分cmos時(shí)鐘控制比較器電路原理圖一。

圖2為現(xiàn)有技術(shù)中全差分cmos時(shí)鐘控制比較器電路原理圖二。

圖3為現(xiàn)有技術(shù)中全差分cmos時(shí)鐘控制比較器電路原理圖三。

圖4為本發(fā)明高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器電路原理圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作更加詳細(xì)的描述。

本發(fā)明公開了一種高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器，如圖4所示，其包括有前置全差分放大器1、限流反相器2和再生正反饋鎖存器3，其中：

所述前置全差分放大器1包括有第一pmos管mp0、第二pmos管mp1、第三pmos管mp2、第四pmos管mp3、第一nmos管mna、第二nmos管mnb、第三nmos管mnc和第四nmos管mnd，所述第一pmos管mp0的發(fā)射極、第二pmos管mp1的發(fā)射極、第三pmos管mp2的發(fā)射極和第四pmos管mp3的發(fā)射極均連接于高電位vdda，所述第二pmos管mp1的柵極、第三pmos管mp2的漏極、第四pmos管mp3的漏極和第四pmos管mp3的柵極相連接后作為前置全差分放大器1的第一輸出端，所述第一pmos管mp0的柵極、第一pmos管mp0的漏極、第二pmos管mp1的漏極和第三pmos管mp2的柵極相連接后作為前置全差分放大器1的第二輸出端，所述第二nmos管mnb的漏極和第四nmos管mnd的漏極均連接于前置全差分放大器1的第一輸出端，所述第一nmos管mna的漏極和第三nmos管mnc的漏極均連接于前置全差分放大器1的第二輸出端，所述第一nmos管mna的柵極和第二nmos管mnb的柵極分別用于接收輸入電壓信號(hào)，所述第三nmos管mnc的柵極和第四nmos管mnd的柵極分別用于接入?yún)⒖茧妷盒盘?hào)，所述第一nmos管mna的源極、第二nmos管mnb的源極、第三nmos管mnc的源極和第四nmos管mnd的源極均連接于低電位vssa；

所述限流反相器2連接于前置全差分放大器1的第一輸出端和第二輸出端，所述限流反相器2用于對(duì)前置全差分放大器1的輸出信號(hào)進(jìn)行二級(jí)放大；

所述再生正反饋鎖存器3連接于限流反相器2的第一輸出端和第二輸出端，所述再生正反饋鎖存器3用于將限流反相器2輸出的模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)。

上述高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器中，第一nmos管mna、第二nmos管mnb、第三nmos管mnc和第四nmos管mnd，以及第一pmos管mp0、第二pmos管mp1、第三pmos管mp2和第四pmos管mp3組成前置的全差分放大器，其中第一nmos管mna、第二nmos管mnb、第三nmos管mnc和第四nmos管mnd是放大器的全差分輸入對(duì)管，而第一pmos管mp0、第二pmos管mp1、第三pmos管mp2和第四pmos管mp3組成放大器的輸出負(fù)載。由于第二pmos管mp1和第三pmos管mp2交互連接而形成負(fù)電阻，其與第一pmos管mp0和第四pmos管mp3的電阻相互抵消，使得前置放大器的增益相比現(xiàn)有技術(shù)(如圖1)而言大大提高，在此基礎(chǔ)上，通過(guò)工作在放大區(qū)并且作為第二級(jí)放大器的限流反相器2進(jìn)一步提高信號(hào)增益，再利用再生正反饋鎖存器3實(shí)現(xiàn)5v器件在2.4v低電源電壓和低靜態(tài)電流下的高速高精度處理。基于上述原理，本發(fā)明相比現(xiàn)有技術(shù)而言的有益效果在于，本發(fā)明實(shí)現(xiàn)了在低電流條件下增加前置放大器的增益，提高了后置鎖存器的再生正反饋速度，降低了制造成本，以及實(shí)現(xiàn)了在低電源電壓與低靜態(tài)電流條件下的高速高精度信號(hào)處理。

在本發(fā)明優(yōu)選方案中，假設(shè)nmos和pmos的內(nèi)阻相同，則前置全差分放大器的增益估算如下：

相比之下，現(xiàn)有技術(shù)(以圖1為例)中前置放大器的增益為：

經(jīng)對(duì)比，本發(fā)明所采用的前置全差分放大器增益比現(xiàn)有技術(shù)至少大一個(gè)數(shù)量級(jí)左右。

作為一種優(yōu)選方式，為了起到限流和降低功耗的作用，所述前置全差分放大器1還包括有第一限流nmos管mn0和第二限流nmos管mn1，所述第一nmos管mna的源極和第二nmos管mnb的源極均連接于第一限流nmos管mn0的漏極，所述第三nmos管mnc的源極和第四nmos管mnd的源極均連接于第二限流nmos管mn1的漏極，所述第一限流nmos管mn0的源極和第二限流nmos管mn1的源極均連接于低電位vssa，所述第一限流nmos管mn0的柵極和第二限流nmos管mn1的柵極均用于接入限流控制信號(hào)。

本實(shí)施例中，所述限流反相器2包括有第五pmos管mp4、第六pmos管mp5、第五nmos管mne和第六nmos管mnf，所述第五pmos管mp4的源極和第六pmos管mp5的源極均連接于高電位vdda，所述第五pmos管mp4的柵極和第五nmos管mne的柵極均連接于前置全差分放大器1的第一輸出端，所述第六pmos管mp5的柵極和第六nmos管mnf的柵極均連接于前置全差分放大器1的第二輸出端，所述第五nmos管mne的源極和第六nmos管mnf的源極均連接于低電位vssa，所述第五pmos管mp4的漏極和第五nmos管mne的漏極相互連接后作為限流反相器2的第一輸出端，所述第六pmos管mp5的漏極和第六nmos管mnf的漏極相互連接后作為限流反相器2的第二輸出端。

進(jìn)一步地，所述限流反相器2還包括有第三限流nmos管mn2，所述第五nmos管mne的源極和第六nmos管mnf的源極均連接于第三限流nmos管mn2的漏極，所述第三限流nmos管mn2的源極連接低電位vssa，所述第三限流nmos管mn2的柵極用于接入限流控制信號(hào)。

上述限流反相器2中，第五nmos管mne、第六nmos管mnf、第五pmos管mp4、第六pmos管mp5和第三限流nmos管mn2組成一對(duì)偏置在放大區(qū)的反相器，這對(duì)限流反相器構(gòu)成第二級(jí)放大器，用于對(duì)前置全差分放大器的輸出信號(hào)作二次放大，同時(shí)，底端的第三限流nmos管mn2還起到了限流、降低功耗的作用。

本發(fā)明優(yōu)選方案中，假定nmos和pmos的內(nèi)阻和跨導(dǎo)都相同，則限流反相器2的放大增益估算為：

a2≈(gmne+gmp4)*(ro，p4//ro，ne)≈gm*ro：

由此可見，經(jīng)過(guò)兩級(jí)放大器后，總的增益大大提高了：

本實(shí)施例中，所述再生正反饋鎖存器3包括有第七pmos管mp6、第八pmos管mp7、第九pmos管mp8、第七nmos管mn4和第八nmos管mn5，所述第七pmos管mp6的源極連接于高電位vdda，所述第七pmos管mp6的柵極用于接入復(fù)位控制信號(hào)，所述第八pmos管mp7的源極和第九pmos管mp8的源極均連接于第七pmos管mp6的漏極，所述第七nmos管mn4的源極和第八nmos管mn5的源極均連接于低電位vssa，所述第八pmos管mp7的漏極、第七nmos管mn4的漏極、第九pmos管mp8的柵極和第八nmos管mn5的柵極均連接于限流反相器2的第一輸出端，所述第八pmos管mp7的柵極、第七nmos管mn4的柵極、第九pmos管mp8的漏極和第八nmos管mn5的漏極均連接于限流反相器2的第二輸出端。

其中，第七nmos管mn4、第八nmos管mn5、第七pmos管mp6、第八pmos管mp7和第九pmos管mp8組成了帶再生正反饋功能的鎖存器，該鎖存器可有效將兩級(jí)放大后輸出的模擬信號(hào)加快翻轉(zhuǎn)成為數(shù)字信號(hào)。

本發(fā)明公開的高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器，其實(shí)際應(yīng)用過(guò)程可參考如下實(shí)施例。

實(shí)施例一

本實(shí)施例中的全差分高精度低功耗比較器，主要應(yīng)用于指紋識(shí)別芯片的高速adc上，用作模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換時(shí)的比較器。由于adc的時(shí)鐘頻率是在12mhz到20mhz，即時(shí)鐘周期大約為50nsec到83.33nsec，假定時(shí)鐘是50％的占空比，則adc中的高速比較器就必須在25nsec到41.67nsec內(nèi)完成從信號(hào)的比較、放大到翻轉(zhuǎn)鎖存等過(guò)程。特別之處在于，當(dāng)指紋識(shí)別芯片采用5v的cmos工藝時(shí)，其最低電源電壓大約是2.4v，這種情況下，通過(guò)多級(jí)限流放大，不僅大大提高了信號(hào)的增益和減少高速轉(zhuǎn)換的功耗，而且通過(guò)增益的提高也大大加快了鎖存器等的翻轉(zhuǎn)速度。

經(jīng)過(guò)實(shí)際仿真測(cè)試，本實(shí)施例提出的比較器相比現(xiàn)有技術(shù)中的比較器，在同樣輸入信號(hào)條件下的仿真輸出波形對(duì)比后得知，在比較器兩端輸入信號(hào)差存在1mv的跳變時(shí)，即(vip-vin)-(vrefp-vrefn)＝±1mv時(shí)，現(xiàn)有技術(shù)中的比較器失效，輸出結(jié)果并不翻轉(zhuǎn)，而本實(shí)施例比較器卻能夠正常工作，輸出結(jié)果可有效翻轉(zhuǎn)。

此外，本實(shí)施例比較器的輸出翻轉(zhuǎn)及延時(shí)仿真結(jié)果顯示：在pvt各種條件變化下，當(dāng)輸入有1mv的差別時(shí)，從clock(reset)翻轉(zhuǎn)到輸出結(jié)果，翻轉(zhuǎn)的延時(shí)最大為2.2nsec，然而當(dāng)輸入有-1mv的差別時(shí)，從clock(reset)翻轉(zhuǎn)到輸出結(jié)果，翻轉(zhuǎn)的延時(shí)最大為2.3nsec，由此可見，本實(shí)施例比較器的處理速度非常高。

本發(fā)明公開的高壓器件工作在低電壓下的全差分低功耗比較器，其實(shí)現(xiàn)了在低電流條件下增加前置放大器的增益，提高了后置鎖存器的再生正反饋速度，以及實(shí)現(xiàn)了在低電源電壓與低靜態(tài)電流條件下的高速高精度信號(hào)處理。

以上所述只是本發(fā)明較佳的實(shí)施例，并不用于限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的技術(shù)范圍內(nèi)所做的修改、等同替換或者改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明所保護(hù)的范圍內(nèi)。