本發(fā)明屬于電機控制領域，具體的說，是涉及一種縮短換相時間抑制無刷直流電機換相轉矩波動的PWM調(diào)制方法，適合于無刷直流電機高精度伺服驅(qū)動控制。

背景技術：

無刷直流電機以其體積小、功率密度高、運行穩(wěn)定可靠等優(yōu)點，而廣泛應用于軍事、航空航天、辦公自動化等領域。但是由于電機定子繞組存在電感，換相過程中產(chǎn)生較大的換相轉矩波動，并帶來振動、噪聲等問題，限制了其在高精度伺服系統(tǒng)中的應用。

換相轉矩波動可以達到平均轉矩的50％，通過控制開通相與關斷相電流變化率相等來維持非換相相電流平穩(wěn)，可以實現(xiàn)無刷直流電機換相轉矩波動抑制。PWM調(diào)制(脈沖寬度調(diào)制)方法是實現(xiàn)無刷直流電機換相轉矩波動抑制的常用方法之一，現(xiàn)有PWM調(diào)制方法包括如下：(1)低速區(qū)間將PWM調(diào)制作用于非換相相，高速區(qū)間將PWM調(diào)制作用于關斷相。(2)低速區(qū)間將PWM調(diào)制作用于非換相相與開通相，高速區(qū)間將PWM調(diào)制作用于關斷相。(3)全速范圍內(nèi)的換相階段將PWM調(diào)制作用于關斷相。(4)全速范圍內(nèi)的換相階段以相同的占空比將PWM調(diào)制作用于關斷相與非換相相。(5)區(qū)別于(4)，雖然(5)在全速范圍內(nèi)的換相階段將PWM調(diào)制作用于非換相相和關斷相，但是作用于非換相相的占空比大于作用于關斷相的占空比。

PWM調(diào)制方法雖然均可通過維持非換相相電流的平穩(wěn)來實現(xiàn)換相轉矩波動抑制，然而對于不同的PWM調(diào)制方法其換相時間不同。較長的換相時間不僅使無刷直流電機無位置傳感器控制的反電勢過零點檢測方法失效，限制電機的轉速范圍，同時對電機的平滑運行性能不利，為提高無刷直流電機的平滑運行性能，應盡量縮短換相時間。

除PWM調(diào)制方法外，通過添加前級DC-DC變換器(直流-直流變流電路)調(diào)節(jié)換相階段三相逆變橋輸入電壓是另一種較為常見的換相轉矩波動抑制方法，通過正常導通階段調(diào)節(jié)DC-DC變換器的輸出電壓，換相階段接入DC-DC變換器來抑制換相轉矩波動。但此方法換相轉矩波動抑制效果受限于DC-DC變換器的動態(tài)特性，同時引入較多的電容，電感與功率器件，增加了硬件系統(tǒng)的成本與控制系統(tǒng)的復雜性。

現(xiàn)有的換相轉矩波動抑制方法并未對換相時間做出清晰地闡述，也未指出具體縮短換相時間的策略。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是為了克服現(xiàn)有技術中的不足，提供一種抑制無刷直流電機換相轉矩波動的PWM調(diào)制方法，由于換相時間對無刷直流電機無位置傳感器控制反電勢過零點檢測方法有很大改善，同時可提高無刷直流電機的平滑運行性能。本發(fā)明在PWM調(diào)制方式的基礎上，通過在換相階段選擇最佳的PWM調(diào)制方式，有效抑制無刷直流電機全速范圍的換相轉矩波動，同時縮短換相時間，控制簡單，實現(xiàn)容易，提高了無刷直流電機的平滑運行性能。所提出的方法無需改變拓撲結構，僅需對軟件部分稍加改動即可使用，無需增加硬件系統(tǒng)成本。

本發(fā)明的目的是通過以下技術方案實現(xiàn)的：

一種抑制無刷直流電機換相轉矩波動的PWM調(diào)制方法，涉及直流電源、無刷直流電機、三相逆變橋和控制器，通過判定無刷直流電機的轉速范圍換相階段采取相應的PWM調(diào)制措施來抑制換相轉矩波動，同時實現(xiàn)對無刷直流電機換相時間的縮短，包括以下步驟：

(1)將無刷直流電機的每個電周期分為六個霍爾周期，將每個霍爾周期分為換相階段與非換相階段，通過霍爾位置信號與相電流判定所述無刷直流電機運行在換相階段還是非換相階段；

(2)由于定子存在繞組電感，換相階段三相無刷直流電機的三相定子繞組均存在電流，三相定子繞組分別為開通相、關斷相與非換相相；

(3)根據(jù)四倍相反電勢及三倍相電阻壓降的和與電源電壓的大小關系確定所述無刷直流電機的轉速范圍，判定無刷直流電機運行在高速區(qū)間還是低速區(qū)間；

(4)當所述無刷直流電機運行在低速區(qū)間，為獲得最短的換相時間，換相階段通過關斷相關斷，開通相恒通，PWM調(diào)制作用于非換相相來維持非換相相電流的穩(wěn)定；

(5)當所述無刷直流電機運行在高速區(qū)間，為獲得最短的換相時間，換相階段通過PWM調(diào)制作用于關斷相，開通相與非換相相恒通來維持非換相相電流的穩(wěn)定

所述無刷直流電機采用兩相導通的三相六步驅(qū)動方式，在每一步驅(qū)動中，只有兩相繞組導通，第三相繞組處于懸空狀態(tài)。

步驟(4)中分別作用于三相定子繞組的占空比計算如下：

當所述無刷直流電機運行在低速區(qū)間時，為獲得最短換相時間，此時換相階段PWM調(diào)制方式為關斷相關斷，關斷相電流通過續(xù)流二極管續(xù)流，開通相恒通，PWM調(diào)制作用于非換相相；忽略續(xù)流二極管壓降，各相MOS管的占空比分別為：

采取上述PWM調(diào)制方式下，低速區(qū)間最短換相時間為

式中U_dc為電源電壓，I為非換相相電流，E為梯形波反電勢幅值，R為電機相電阻，L為電機相電感，d₁,d₂,d₃分別為PWM調(diào)制作用于關斷相，開通相，非換相相MOS管的占空比；t_{low_min}為低速區(qū)間的最短換相時間。

步驟(5)中分別作用于三相定子繞組的占空比計算如下：

當所述無刷直流電機運行于高速區(qū)間時，為獲得最短換相時間，此時換相階段PWM調(diào)制方式為PWM調(diào)制作用于關斷相，開通相與非換相相恒通；忽略續(xù)流二極管壓降，各相MOS管的占空比分別為

采取上述PWM調(diào)制方式下，高速區(qū)間最短換相時間為

式中U_dc為電源電壓，I為非換相相電流，E為梯形波反電勢幅值，R為電機相電阻，L為電機相電感，d₁,d₂,d₃分別為PWM調(diào)制作用于關斷相，開通相，非換相相MOS管的占空比；T_{high_min}為低速區(qū)間的最短換相時間。

與現(xiàn)有技術相比，本發(fā)明的技術方案所帶來的有益效果是：

(1)在普遍使用的三相逆變橋基礎上實現(xiàn)換相轉矩波動抑制，同時縮短換相時間，提高無刷直流電機的平滑運行性能。

(2)本發(fā)明方法全速范圍均可抑制換相轉矩波動，控制簡單，實現(xiàn)容易。

(3)本發(fā)明方法無需改變拓撲結構，僅需對軟件部分稍加改動即可使用，無需增加硬件成本。

附圖說明

圖1為本發(fā)明方法具體實施例的控制原理圖。

圖2(a)和圖2(b)為分別低速區(qū)間與高速區(qū)間的端電壓方程約束范圍。

圖3(a)和圖3(b)為本發(fā)明方法分別在低速區(qū)間與高速區(qū)間的調(diào)制示意圖與反電勢波形。

具體實施方式

下面結合附圖對本發(fā)明作進一步的描述：

本發(fā)明中整個無刷直流電機的控制原理圖如圖1所示。該系統(tǒng)由直流電源、無刷直流電機、三相逆變橋、控制器這四部分組成。其中直流電源、無刷直流電機和三相逆變橋與常見的無刷直流電機驅(qū)動系統(tǒng)中使用的模塊相同?？刂破靼ㄕA段與換相階段控制策略，其中換相階段控制策略又分為高速區(qū)間與低速區(qū)間不同的控制方式。

無刷直流電機三相定子繞組對稱，每相繞組可以等效為電阻、電感和反電動勢串聯(lián)。無刷直流電機端電壓方程可表示為

式中，u_ao、u_bo、u_co分別為三相繞組端電壓；i_a、i_b、i_c分別為三相繞組相電流；e_a、e_b、e_c分別為三相繞組相反電勢；R、L分別為繞組相電阻和相電感；u_No為電機中性點。

將式(1)中的三式相加可知，換相階段電機中性點電壓平均值為

式中，U_ao、U_bo、U_co分別為三相繞組端電壓平均值；E為梯形波反電勢幅值；U_No為電機中性點電壓平均值。

由式(1)第三式與式(2)可知

令式(3)為零，維持非換相相電流i_c的平穩(wěn)，即i_c＝-I，I為非換相階段穩(wěn)態(tài)電流，可得

U_ao+U_bo-2U_co＝4E+3IR (4)

因此，為維持非換相相電流的平穩(wěn)，端電壓方程需滿足等式(4)。

將式(4)代入式(1)的第一式，且已知初始條件i_a(0)＝I，關斷相相電流為

換相結束時刻關斷相電流為零，因此換相時間可通過關斷相電流為零時刻計算，即i_a(t_c)＝0，由式(5)知換相時間t_c為

為維持非換相相電流的平穩(wěn)進而抑制換相轉矩波動，端電壓方程需滿足式(4)。由于a，b，c相端電壓值均可通過PWM調(diào)制作用于相應的MOS管改變，即

由式(7)知，滿足式(4)的端電壓組合(U_ao、U_bo、U_co的不同取值)有多種情況，而對于不同的式(4)端電壓組合，換相時間t_c也不相同，為在滿足式(4)的基礎上取得最短換相時間。將式(4)代入式(6)消去U_co得換相時間

為實現(xiàn)換相時間t_c最短，由式(8)知,只需U_bo-U_ao-IR取得最大值。由于換相時間是在保證非換相相電流穩(wěn)定的前提下計算的，因此必須滿足如下所示的約束條件

現(xiàn)有方法在忽略電機繞組電阻的情況下將U_dc≥4E定義為電機的低速區(qū)間，而U_dc<4E定義為電機的高速區(qū)間。本文考慮電機繞組電阻，定以如下的電機高低速區(qū)間

式中U_dc為電源電壓，將式(9)的第四式代入式(9)的第三式，則低速區(qū)間端電壓方程約束范圍如圖2(a)陰影部分所示。根據(jù)線性規(guī)劃求解知當端電壓方程滿足

即位于圖2(a)的A點時，U_bo-U_ao-IR取得最大值，將(11)代入式(8)可知，低速區(qū)間下最短換相時間為

當?shù)退賲^(qū)間取得式(12)的最短換相時間時，由式(11)可知此時換相階段PWM調(diào)制方式為關斷相關斷，關斷相電流通過續(xù)流二極管續(xù)流，開通相恒通，PWM調(diào)制作用于非換相相，忽略續(xù)流二極管壓降，各相MOS管的占空比分別為

式中d₁,d₂,d₃分別為PWM調(diào)制作用于關斷相，開通相，非換相相MOS管的占空比。所提出方法低速區(qū)間調(diào)制示意圖如圖3(a)所示。

然而式(11)成立的前提是電機運行在低速區(qū)間，即電源電壓U_dc≥4E+3IR(四倍相反電勢及三倍相電阻壓降的和)。當電機運行在高速區(qū)間(U_dc<4E+3IR)時上述條件是不能實現(xiàn)的。當電機運行在高速區(qū)間時，將式(9)的第四式代入式(9)的第三式，則高速區(qū)間端電壓方程約束范圍如圖2(b)陰影部分所示。

根據(jù)線性規(guī)劃求解知當端電壓方程滿足

即位于圖2(b)的B點時，U_bo-U_ao-IR取得最大值，將式(14)代入式(8)可知，此時高速區(qū)間最短換相時間為

當高速區(qū)間取得式(15)的最短換相時間時，由式(14)可知此時換相階段PWM調(diào)制方式為PWM調(diào)制作用于關斷相，開通相與非換相相恒通。忽略續(xù)流二極管壓降，各相MOS管的占空比分別為

所提出方法高速區(qū)間調(diào)制示意圖如圖3(b)所示。

綜上所述，電機運行在低速區(qū)間需將開通相恒通，關斷相關斷，PWM調(diào)制作用于非換相相，電機運行在高速區(qū)間需將開通相與非換相相恒通，PWM調(diào)制作用于關斷相。所提出的方法控制策略如表1所示，表1為本發(fā)明方法PWM調(diào)制方式與換相時間計算。

表1

具體控制方法如下：PI速度環(huán)的給定n*由上位機給定，轉速由霍爾位置信號計算，作為速度環(huán)的反饋。PI速度環(huán)的輸出作為PI電流環(huán)的給定，采樣非換相相電流i_n作為電流環(huán)的反饋。PI電流環(huán)輸出有效占空比d_c作用于三相逆變橋相應的MOS管，用于電機的轉速控制。

為了抑制換相轉矩波動，當采樣到霍爾信號發(fā)生跳變時，產(chǎn)生換相開始信號,通過比較U_dc與4E+3IR的大小判定電機的轉速高低，采取相應的換相控制策略，換相時間到達后重新接入正常導通模式，電路進入非換相階段。通過上述步驟實現(xiàn)了無刷直流電機的換相轉矩波動抑制，同時縮短了無刷直流電機換相時間。

本發(fā)明并不限于上文描述的實施方式。以上對具體實施方式的描述旨在描述和說明本發(fā)明的技術方案，上述的具體實施方式僅僅是示意性的，并不是限制性的。在不脫離本發(fā)明宗旨和權利要求所保護的范圍情況下，本領域的普通技術人員在本發(fā)明的啟示下還可做出很多形式的具體變換，這些均屬于本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。