專利名稱：角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法以及使用其的角度檢測傳感器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及使用由GMR元件所代表的磁阻效應(yīng)元件而檢測出的旋轉(zhuǎn)角度的補(bǔ)償方法以及具備該方法的角度傳感器，特別是，涉及即使在由磁阻效應(yīng)元件輸出的信號(hào)間含有相位誤差和應(yīng)變誤差等的誤差信號(hào)的情況下，也能夠提高所檢測的輸出角度的檢測精度的角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法以及使用其的角度檢測傳感器。
背景技術(shù)：
汽車的方向盤等的輸出角度的檢測，是利用與轉(zhuǎn)向軸等旋轉(zhuǎn)構(gòu)件同步旋轉(zhuǎn)的輪盤和角度檢測傳感器等而進(jìn)行。在所述角度檢測傳感器的傳感器部，采用感知磁而輸出輸出信號(hào)的磁阻效應(yīng)元件，作為使用這樣的磁阻效應(yīng)元件的現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)，有例如以下的專利文獻(xiàn)1、2、3以及4等。
圖16是表示角度檢測傳感器100的結(jié)構(gòu)的平面圖，角度檢測傳感器100設(shè)有相對于所述旋轉(zhuǎn)中心O旋轉(zhuǎn)的轉(zhuǎn)盤102以及其內(nèi)部的組件101。
在所述組件101的內(nèi)部相對于所述旋轉(zhuǎn)中心O而對稱的位置(在旋轉(zhuǎn)中心O的周向互相錯(cuò)開90°的位置)，分別設(shè)有4個(gè)芯片基板(晶片)K1、K2、K3、K4。在一個(gè)芯片基板上，各設(shè)置兩個(gè)作為以由交換偏置層(反強(qiáng)磁性體層)、固定層(銷固定層)、非磁性層、自由層(自由磁性層)層疊而成的構(gòu)造為基本的磁阻效應(yīng)元件的GMR元件(分別表示為G1～G8)。
即，在所述芯片基板K1上設(shè)置GMR元件G1和G2，在芯片基板K2上設(shè)置GMR元件G3和G4，在芯片基板K3上設(shè)置GMR元件G5和G6，在芯片基板K4上設(shè)置GMR元件G7和G8。載置于各芯片基板K1～K4的各GMR元件G1～G8，在GMR元件G1和GMR元件G4串聯(lián)連接并且GMR元件G3和GMR元件G2串聯(lián)連接的狀態(tài)下，將兩者并聯(lián)連接而構(gòu)成第一橋式電路。同樣，在GMR元件G5和GMR元件G8串聯(lián)連接并且GMR元件G7和GMR元件G6串聯(lián)連接的狀態(tài)下，將兩者并聯(lián)連接而構(gòu)成第二橋式電路(參照圖16)。
所述磁鐵M1和M2，被固定于所述轉(zhuǎn)盤102的內(nèi)面。以一個(gè)磁鐵M1其N極向著旋轉(zhuǎn)中心O且另一個(gè)磁鐵M2其S極向著旋轉(zhuǎn)中心O的狀態(tài)而被固定，在所述磁鐵M1和磁鐵M2之間產(chǎn)生一定的外部磁場H。
作為被檢測物的旋轉(zhuǎn)構(gòu)件進(jìn)行旋轉(zhuǎn)，而使所述轉(zhuǎn)盤102旋轉(zhuǎn)，則所述磁鐵M1、M2在組件101的周向旋轉(zhuǎn)。此時(shí)，各GMR元件G1～G8的自由層的磁化方向隨著所述外部磁場H而變化。由此，因?yàn)樗龈鱃MR元件G1～G8的阻抗值，根據(jù)所述自由層的磁化方向和所述固定層的磁化方向所成的角度而變化，所以從所述第一橋式電路輸出+sin信號(hào)和-sin信號(hào)，同時(shí)從所述第二橋式電路輸出從來自第一橋式電路的±sin信號(hào)相位錯(cuò)開90°的+cos信號(hào)和-cos信號(hào)。
控制部，在這四個(gè)信號(hào)中，通過差動(dòng)放大所述+sin信號(hào)和-sin信號(hào)而生成SIN信號(hào)(正弦波信號(hào))，并且通過差動(dòng)放大所述+cos信號(hào)和-cos信號(hào)而生成COS信號(hào)(余弦波信號(hào))。接下來，所述控制部由所述SIN信號(hào)(正弦波信號(hào))和COS信號(hào)(余弦波信號(hào))而計(jì)算正切值(tan)，并通過求算反正切值(arctan)，而能夠檢測所述旋轉(zhuǎn)構(gòu)件的輸出角度。
〔專利文獻(xiàn)1〕特開2002-303536號(hào)公報(bào)。
〔專利文獻(xiàn)2〕特開2000-35470號(hào)公報(bào)。
〔專利文獻(xiàn)3〕特開2003-106866號(hào)公報(bào)。
〔專利文獻(xiàn)4〕特開2003-66127號(hào)公報(bào)。
在所述角度檢測傳感器100中，為了高精度地檢測旋轉(zhuǎn)構(gòu)件的旋轉(zhuǎn)角，需要高精度地保持所述正弦波信號(hào)和余弦波信號(hào)之間的相位差90°。于是，為此設(shè)于同一芯片基板上的兩個(gè)GMR元件的所述固定層的磁化方向(磁化的朝向)h以同一方向制造，因此例如將芯片基板K1的磁化方向h設(shè)為+Y方向，則需要在相鄰的芯片基板間，所述磁化方向h相互以高精度的90°間隔錯(cuò)開而安裝，使芯片基板K2的磁化方向h為-Y方向，芯片基板K3的磁化方向h為+X方向，芯片基板K4的磁化方向h為-X方向。
可是，因?yàn)镚MR元件G1～G8的固定層的磁化方向h不能夠通過目視而確認(rèn)，所以很難將各芯片基板K1～K4以所述磁化方向精確地錯(cuò)開90°而安裝在組件上，在不能正確地設(shè)定所述90°的情況下，存在相位誤差α作為90°±α而產(chǎn)生，且不能夠高精度地檢測所述旋轉(zhuǎn)構(gòu)件的旋轉(zhuǎn)角(輸出角度)的問題。
另外，在各芯片基板被高精度地切分，且GMR元件G1～G8的磁化方向h相對于芯片基板的一邊高精度地平行而形成的情況下，雖然能夠通過利用例如圖像識(shí)別裝置等的補(bǔ)償安裝角度的裝置，而在組件上將芯片基板彼此以90°安裝，從而將所述磁化方向h正確地錯(cuò)開90°，但是在這種情況下存在所述芯片基板的制造成本容易上升，安裝時(shí)的組裝工序變得復(fù)雜，組裝時(shí)間和組裝成本增大的問題。
另一方面，在所述角度檢測傳感器100中，較為理想的是輸出角度φ與所述轉(zhuǎn)盤102旋轉(zhuǎn)的輸入角度(磁鐵旋轉(zhuǎn)角度)θ精確地成比例而輸出，但是實(shí)際輸出角度φ在以一次函數(shù)變化的直線上出現(xiàn)正弦波狀的信號(hào)重疊的應(yīng)變誤差，所述輸出角度φ并不精確地與所述輸入角度θ形成比例(參照圖6)。
這種應(yīng)變誤差的產(chǎn)生原因，是由所述GMR元件特有的阻抗值應(yīng)變而引起為大家所知，若在作為所述角度檢測傳感器100的輸出的所述四個(gè)信號(hào)波形中分別產(chǎn)生這種應(yīng)變誤差，則在所述SIN信號(hào)和COS信號(hào)中也會(huì)產(chǎn)生應(yīng)變誤差，并且因?yàn)樵谒稣兄?tan)和反正切值(arctan)的計(jì)算中也受所述應(yīng)變誤差的影響，所以存在不能提高從角度檢測傳感器檢測出的輸出角度φ的精度的問題。
若所述相位誤差α和應(yīng)變誤差β能夠以給定的函數(shù)近似，且能夠利用該近似函數(shù)對從所述角度檢測傳感器100輸出的輸出角度φ逐角度地進(jìn)行補(bǔ)償，則能夠大幅度地提高所述角度輸出的精度。但是，不能夠容易地計(jì)算出構(gòu)成給定函數(shù)的補(bǔ)償系數(shù)，在上述專利文獻(xiàn)1、2、3和4中也沒有關(guān)于得到補(bǔ)償系數(shù)的方法的記載。
本發(fā)明旨在解決上述現(xiàn)有的課題，目的在于提供一種預(yù)先補(bǔ)償角度檢測傳感器的輸出中所包含的相位誤差及/或應(yīng)變誤差等誤差信號(hào)的補(bǔ)償值的計(jì)算方法。
另外，本發(fā)明的目的在于提供一種，通過使用利用所述補(bǔ)償值計(jì)算方法而計(jì)算出的補(bǔ)償值而補(bǔ)償誤差信號(hào)，從而提高輸出角度的檢測精度的角度檢測傳感器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明是一種角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法，該角度檢測傳感器具有傳感器模塊，其根據(jù)施加于被測定物的旋轉(zhuǎn)而產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場，并且感知所述旋轉(zhuǎn)磁場而輸出對應(yīng)于所述旋轉(zhuǎn)的輸入角度的多個(gè)輸出信號(hào)；信號(hào)變換部，其從所述多個(gè)輸出信號(hào)變換成具有給定相位差的兩種信號(hào)；信號(hào)調(diào)整部，其調(diào)整所述兩種信號(hào)的偏移和增益；運(yùn)算部，其根據(jù)所述調(diào)整后的兩種信號(hào)，將所述被測定物的旋轉(zhuǎn)角度作為補(bǔ)償前的輸出角度而進(jìn)行計(jì)算；存儲(chǔ)器，其預(yù)先存儲(chǔ)補(bǔ)償所述補(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)的補(bǔ)償值；補(bǔ)償部，其通過從所述補(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)中除去所述補(bǔ)償值而計(jì)算所述被測定物的輸出角度，具有第一步驟，從所述多個(gè)輸出信號(hào)中生成具有給定相位差的兩種信號(hào)；第二步驟，根據(jù)所述兩種信號(hào)而將所述被測定物的旋轉(zhuǎn)角度作為補(bǔ)償前的輸出角度而進(jìn)行計(jì)算；第三步驟，在從所述補(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)中，逐個(gè)除去周期相同振幅不同的多個(gè)候補(bǔ)信號(hào)時(shí)，將以除去后的信號(hào)中所包含的殘差能量為最小的候補(bǔ)信號(hào)作為所述補(bǔ)償值而抽出。
在本發(fā)明中，能夠計(jì)算出用于補(bǔ)償所述補(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)的最佳補(bǔ)償值。
在上述中，在將所述輸出角度設(shè)為θ，將所述補(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)設(shè)為Δφ，將所述補(bǔ)償值設(shè)為Sn(n為α、β或γ)，并將從所述總誤差信號(hào)Δφ中除去所述補(bǔ)償值Sn后的信號(hào)中所包含的成分設(shè)為e(＝Δφ-Sn)時(shí)，所述殘差能量E由下式4所算出。
(式4)E=∫02πe2dθ]]>上述方法，通過采用一般化調(diào)和分析(GHAGeneralized HarmonicAnalysis)而發(fā)現(xiàn)近似于誤差信號(hào)的補(bǔ)償值(函數(shù))，由此能夠求出最佳的補(bǔ)償值。
例如，將所述兩種信號(hào)間所產(chǎn)生的相位差，在給定的相位差90°上加上相位誤差±α后成為90°±α?xí)r的補(bǔ)償值設(shè)為Sα?xí)r，所述補(bǔ)償值Sα近似由下式5所示。
(式5)Sα=α2{1+COS2φα}]]>其中，φα=arctan{sin(θ+α)cosθ}]]>在上述方法中能夠預(yù)先計(jì)算出除去由兩種信號(hào)之間所產(chǎn)生的相位誤差α所引起的檢測相位誤差Δφα的相位補(bǔ)償值Sα。
或者，將對于因所述傳感器部所具有的阻抗值應(yīng)變而產(chǎn)生的應(yīng)變誤差β的補(bǔ)償值設(shè)為Sβ時(shí)，所述補(bǔ)償值Sβ可以近似由下式6所示。
(式6)Sβ＝-β·sin4φβ其中，φβ=arctan{sinθcosθ}]]>在上述方法中，能夠預(yù)先計(jì)算出除去由GMR元件所具有的固有應(yīng)變誤差β所引起的檢測應(yīng)變誤差φβ的應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ。
或者，將對于具有振幅γ的增益誤差的補(bǔ)償值設(shè)為Sγ時(shí)，所述補(bǔ)償值Sγ可近似由Sγ＝γsin2θ表示。
在上述方法中，能夠預(yù)先計(jì)算出除去由放大誤差γ所引起的增益誤差信號(hào)Δφγ的增益補(bǔ)償值Sγ。
另外，本發(fā)明的角度檢測傳感器的特征在于，利用所述任一項(xiàng)所記述的補(bǔ)償值計(jì)算方法所計(jì)算出的所述補(bǔ)償值，被存入到所述存儲(chǔ)器部，并以從所述存儲(chǔ)器讀取的補(bǔ)償值對所述被測定物的輸出角度進(jìn)行補(bǔ)償。
在本發(fā)明中，通過從由運(yùn)算部計(jì)算出的補(bǔ)償前的輸出角度中除去預(yù)先計(jì)算出的補(bǔ)償值，而能夠?qū)嵸|(zhì)地除去由有所述補(bǔ)償前的輸出角度中所述包含的相位誤差和應(yīng)變誤差等形成的誤差信號(hào)。為此，能夠提高來自角度檢測傳感器所檢測的輸出角度的精度。
在上述中，優(yōu)選在所述存儲(chǔ)器中，存入所述補(bǔ)償值Sα、Sβ以及Sγ中的至少一個(gè)以上的補(bǔ)償值。
在上述方法中，因?yàn)槟軌虺ニ鲅a(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)中所包含的檢測相位誤差Δφα、檢測應(yīng)變誤差Δφβ、以及增益誤差信號(hào)Δφγ的一部分或者全部，所以能夠進(jìn)一步提高角度檢測傳感器的檢測精度。
在上述中，所述傳感器模塊優(yōu)選為由磁阻效應(yīng)元件形成的兩組的橋式電路。
在上述方法中，通過使用磁阻效應(yīng)元件，能夠小型化。并通過使用橋式電路，能夠提供高可靠性的傳感器。
所述兩種信號(hào)是SIN信號(hào)和COS信號(hào)，優(yōu)選為在所述運(yùn)算部從所述SIN信號(hào)和所述COS信號(hào)計(jì)算出正切值后，通過求出反正切值，將所述被測定物的旋轉(zhuǎn)角度作為補(bǔ)償前的輸出角度而計(jì)算。
在上述步驟，能夠確實(shí)地求出所述被測定物的旋轉(zhuǎn)角度。
另外所述信號(hào)調(diào)整部、所述運(yùn)算部、以及所述補(bǔ)償部優(yōu)選為由一個(gè)運(yùn)算處理模塊形成。
在上述裝置中，能夠在所述控制部的管理下集中處理，并能夠小型集約化角度傳感器的結(jié)構(gòu)。
在本發(fā)明的角度檢測傳感器的補(bǔ)償值的計(jì)算方法中，能夠預(yù)先計(jì)算出對補(bǔ)償前的輸出角度中所含的相位誤差和應(yīng)變誤差等的誤差信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償?shù)难a(bǔ)償值。
因?yàn)槭褂妙A(yù)先算出的誤差信號(hào)，能夠除去補(bǔ)償前的輸出角度中所含的相位誤差和應(yīng)變誤差等的誤差信號(hào)，所以能夠提高角度檢測傳感器的角度輸出的精度。


圖1是表示本發(fā)明的角度檢測傳感器的結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)圖。
圖2是表示理性情況下從兩組的橋式電路輸出的四個(gè)信號(hào)的關(guān)系的波形圖。
圖3是表示在作為橋式電路的輸出的SIN信號(hào)和COS信號(hào)之間包含相位誤差時(shí)的波形圖。
圖4是將ATAN處理后的補(bǔ)償前的輸出角度φα作為連續(xù)的函數(shù)而表示的波形圖。
圖5是表示將補(bǔ)償前的輸出角度φα和輸入角度θ的差作為檢測相位誤差Δφα(＝φα-θ)而表示的波形圖。
圖6是表示包含基于阻抗值應(yīng)變而產(chǎn)生的應(yīng)變誤差時(shí)的補(bǔ)償前的角度φβ的波形圖。
圖7是表示檢測應(yīng)變誤差Δφβ(＝φβ-θ)的波形圖。
圖8是表示總誤差信號(hào)Δφ(＝Δφα+Δφβ)的一例的波形圖。
圖9是表示補(bǔ)償前的輸出角度φ中所包含的總誤差信號(hào)Δφ的另一例的波形圖。
圖10是表示相位補(bǔ)償值Sα與其候補(bǔ)信號(hào)的波形圖。
圖11是相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α(＝Δφ-Sα)的波形圖。
圖12是表示應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ及其候補(bǔ)信號(hào)的波形圖。
圖13是相位補(bǔ)償以及應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β(＝Δφ-α-Sβ)的波形圖。
圖14是表示增益補(bǔ)償值Sγ及其候補(bǔ)信號(hào)的波形圖。
圖15是表示相位、應(yīng)變以及增益補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β-γ的波形圖。
圖16是表示角度檢測傳感器的結(jié)構(gòu)的平面圖。
圖中1-傳感器模塊，10-信號(hào)處理模塊，11-控制部，12-信號(hào)變換部，12A-第一信號(hào)變換部，12B-第二信號(hào)變換部，13-信號(hào)調(diào)整部，14-運(yùn)算部，15-補(bǔ)償部，16-存儲(chǔ)器部，101-組件，102-轉(zhuǎn)盤，e、e1、e2、e3-殘差成分，h-固定層的磁化方向(磁化的朝向)，G1～G8-GMR元件(磁阻效應(yīng)元件)，H-外部磁場，K1、K2、K3、K4-芯片基板，M1、M2-磁鐵，S1-第-候補(bǔ)信號(hào)(用于抽出相位補(bǔ)償值的信號(hào)的集合體)，S2-第二補(bǔ)償信號(hào)(用于抽出應(yīng)變補(bǔ)償值的信號(hào)的集合體)，S3-第三補(bǔ)償信號(hào)(用于抽出增益補(bǔ)償值的信號(hào)的集合體)，Sα-相位補(bǔ)償值，Sβ-應(yīng)變補(bǔ)償值，Sγ-增益補(bǔ)償值，WB1-第一橋式電路，WB2-第二橋式電路，α-相位誤差，β-應(yīng)變誤差，γ-增益誤差的振幅，θ-輸入角度，φ-補(bǔ)償前的輸出角度(運(yùn)算部的輸出)，φα-包含檢測相位誤差時(shí)的補(bǔ)償前的輸出角度(運(yùn)算部的輸出)，φβ-包含檢測應(yīng)變誤差時(shí)的補(bǔ)償前的輸出角度(運(yùn)算部的輸出)，Δφ-總誤差信號(hào)，Δφα-檢測相位誤差，Δφβ-應(yīng)變檢測誤差，Δφγ-增益誤差，Δφ-α-相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)，Δφ-α-β-相位補(bǔ)償以及應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)，Δφ-α-β-γ-相位、應(yīng)變和增益補(bǔ)償后的誤差信號(hào)，ΔφOUT-角度輸出(角度檢測傳感器的輸出)。
具體實(shí)施例方式
圖1是表示本發(fā)明的角度檢測傳感器的結(jié)構(gòu)的方框結(jié)構(gòu)圖。圖2是表示從兩組的橋式電路輸出的四個(gè)信號(hào)的關(guān)系在理想的情況下的波形圖。以下所說明的角度檢測傳感器，是檢測例如汽車的轉(zhuǎn)向軸等旋轉(zhuǎn)構(gòu)件的輸出角度的器件。
圖1所示的角度檢測傳感器，具有傳感器模塊1以及對從所述傳感器模塊1輸出的輸出信號(hào)進(jìn)行處理的信號(hào)處理模塊10。
所述傳感器模塊1的結(jié)構(gòu)與在上述“背景技術(shù)”一欄中所說明的器件相同。也就是說，如圖16所示，所述傳感器模塊1，具有相對于旋轉(zhuǎn)中心O可以自由旋轉(zhuǎn)而設(shè)的轉(zhuǎn)盤102；和載置四個(gè)芯片基板(晶片)K1、K2、K3以及K4，且被固定于所述轉(zhuǎn)盤102的內(nèi)部的組件101。所述四個(gè)芯片基板K1、K2、K3以及K4，分別被設(shè)置在所述組件101內(nèi)相對于所述旋轉(zhuǎn)中心O而對稱的位置，即在旋轉(zhuǎn)中心的周向以90°間隔互相錯(cuò)開的位置。
在一個(gè)芯片基板上，設(shè)置各兩個(gè)以由交換偏置層(反強(qiáng)磁性體層)、固定層(柱銷擋止層)、非磁性層、自由層(自由磁性層)層疊而成的構(gòu)造(未圖示)為基本的磁阻效應(yīng)元件的GMR元件(分別表示為G1～G8)。
因?yàn)樗鲂酒?，以在一個(gè)大型基板上多個(gè)GMR元件成膜的狀態(tài)而掛上外部磁場，所述固定層的磁化的朝向(磁化方向)被統(tǒng)一成一個(gè)方向后而分別被切分為芯片基板K1～K4，所以設(shè)于一個(gè)芯片基板上的兩個(gè)GMR元件的的固定層的磁化方向相同。于是，各芯片基板K1～K4被固定于所述組件101內(nèi)，使所述磁化方向在相鄰的基板間具有大約90°關(guān)系。另外，所述90°關(guān)系精確的為優(yōu)選，但是因?yàn)橛纱艘鸬南辔徽`差可通過后述的方式進(jìn)行補(bǔ)償，所以也并不需要具有高精度的90°關(guān)系。
載置于所述芯片基板K1～K4的各GMR元件G1～G8，構(gòu)成為由第一橋式電路WB1和第二橋式電路WB2構(gòu)成的兩組的橋式電路。如圖1所示，第一橋式電路WB1由在被設(shè)于相對旋轉(zhuǎn)中心O成為軸對稱的位置(參照圖16)的芯片基板K1和芯片基板K2上所載置的GMR元件G1、G2和G3、G4構(gòu)成。也就是說，第一橋式電路WB1是將串聯(lián)連接GMR元件G1和GMR元件G4的電路，與串聯(lián)連接GMR元件G3和GMR元件G2的電路，并聯(lián)連接而形成。同樣，第二橋式電路WB2由在被設(shè)置于相對旋轉(zhuǎn)中心O成為軸對稱的位置的芯片基板K3和芯片基板K4上所載置的GMR元件G5、G6以及G7、G8構(gòu)成。第二橋式電路WB2是由串聯(lián)連接GMR元件G5和GMR元件G8的電路，與串聯(lián)連接GMR元件G7和GMR元件G6的電路，并聯(lián)連接而形成。
并且，所述并聯(lián)連接的第一橋式電路WB1和第二橋式電路WB2的一個(gè)端部與電源Vcc相連接，另一端與接地GND相連接。
所述轉(zhuǎn)盤102和作為被測定物的旋轉(zhuǎn)構(gòu)件(轉(zhuǎn)向軸等)通過例如齒輪等而連接，并構(gòu)成為以根據(jù)旋轉(zhuǎn)構(gòu)件的旋轉(zhuǎn)使所述轉(zhuǎn)盤102旋轉(zhuǎn)。因此，若使所述旋轉(zhuǎn)構(gòu)件旋轉(zhuǎn)，則所述轉(zhuǎn)盤也旋轉(zhuǎn)，因而所述磁鐵M1、M2能夠在所述組件101的周圍轉(zhuǎn)動(dòng)。
此時(shí)，因?yàn)楫a(chǎn)生于所述磁鐵M1、M2之間的外部磁場H，對組件101內(nèi)的各GMR元件G1～G8付與旋轉(zhuǎn)磁場，所以形成各GMR元件G1～G8的各自由層的磁化朝向發(fā)生變化。由此，所述各GMR元件G1～G8的阻抗值，隨著所述自由層的磁化朝向和所述固定層的磁化朝向所成的角而變化。因此，從構(gòu)成所述第一橋式電路WB1的GMR元件G3和GMR元件G2的連接部，與GMR元件G1和GMR元件G4的連接部，輸出兩個(gè)相互相位相差180°的不同的正弦波信號(hào)。同時(shí)，從構(gòu)成所述第二橋式電路WB2的GMR元件G7和GMR元件G6的連接部，與GMR元件G5和GMR元件G8的連接部，輸出兩個(gè)相互相位相差180°的不同的正弦波信號(hào)。
但是，因?yàn)橐耘c以旋轉(zhuǎn)中心O軸對稱而配置的芯片基板K1、K2，和以相同的旋轉(zhuǎn)中心軸對稱而配置的芯片基板K3、K4，還被配置在相對于所述旋轉(zhuǎn)中心O成大致90°的不同位置上，所以設(shè)從所示第一橋路電路WB1輸出的的兩個(gè)信號(hào)為+sin信號(hào)，-sin信號(hào)，則從所述第一橋式電路輸出的信號(hào)即為+cos信號(hào)和-cos信號(hào)(參照圖2)。
如該實(shí)施方式所示，在例如所述轉(zhuǎn)盤102以順時(shí)針方向旋轉(zhuǎn)時(shí)，從所述第一橋式電路WB1的GMR元件G3和GMR元件G2的連接部輸出的正弦波信號(hào)設(shè)為+sin信號(hào)，則從所述GMR元件G1和GMR元件G4的連接部輸出-sin信號(hào)。此時(shí)若從所述第二橋式電路WB2的所述GMR元件G7和GMR元件G6的連接部輸出+cos信號(hào)，則從所述GMR元件G5和GMR元件G8的連接部輸出-cos信號(hào)。
所述信號(hào)處理模塊10，主要具有控制部11、信號(hào)變換部12、信號(hào)調(diào)整部13、運(yùn)算部14、補(bǔ)償部15、存儲(chǔ)器部16等。
所述控制部11由CPU構(gòu)成主體，并具有包括所述信號(hào)調(diào)整部13、運(yùn)算部14以及補(bǔ)償部15等的一系列的信號(hào)處理的功能。
所述信號(hào)變換部12具有第一信號(hào)變換部12A和第二信號(hào)變換部12B，并分別設(shè)有第一、第二差動(dòng)放大器12a、12a以及A/D變換器12b、12b。在所述第一信號(hào)變換部12A中，所述差動(dòng)放大器12a將從第一橋式電路WB1輸出的所述兩種類的+sin信號(hào)和-sin信號(hào)進(jìn)行差動(dòng)放大，形成由兩倍的振幅構(gòu)成的sin信號(hào)，接著所述A/D變換器12b將放大后的信號(hào)以所定的抽樣周期變換為A/D變換后的的SIN信號(hào)(數(shù)字信號(hào))。
同樣，在所述第二信號(hào)變換部12B的差動(dòng)放大器12a中，所述差動(dòng)放大器12a將從第二橋式電路WB2輸出的所述兩種類的+cos信號(hào)和-cos信號(hào)進(jìn)行差動(dòng)放大，形成由兩倍的振幅構(gòu)成的cos信號(hào)，接著所述A/D變換器12b將放大后的信號(hào)變換為A/D變換后的的COS信號(hào)(數(shù)字信號(hào))(第一步驟)。
在此若將例如A1、A2、B1和B2作為振幅系數(shù)，將a1、a2、b1和b2作為偏移(offset)系數(shù)，將所述+sin信號(hào)作為+A1·sinθ+a1，將所述-sin信號(hào)作為-A2·sinθ-a2，將所述+cos信號(hào)作為+B1·cosθ+b1，將所述-cos信號(hào)作為-B2·cosθ-b2而表示，則由所述第一信號(hào)變換部12A生成的所述SIN信號(hào)，成為(+A1·sinθ+a1)-(-A2·sinθ-a2)＝(A1+A2)·sinθ+(a1+a2)。同樣由所述第二信號(hào)變換部12B生成的所述COS信號(hào)，成為(+B1·cosθ+b1)-(-B2·cosθ-b2)＝(B1+B2)·cosθ+(b1+b2)。
所述信號(hào)調(diào)整部13，進(jìn)行所述SIN信號(hào)和所述COS信號(hào)的偏移調(diào)整和增益調(diào)整(放大調(diào)整)，并具有使兩信號(hào)的振幅方向的基準(zhǔn)(O點(diǎn))和量(振幅量)一致的功能。也就是說，提及上述的例子，所謂增益調(diào)整表示使SIN信號(hào)的振幅系數(shù)(A1+A2)一致或近似于COS信號(hào)的振幅系數(shù)(B1+B2)，所謂偏移調(diào)整表示，作為a1+a2＝0和b1+b2＝0，以振幅的基準(zhǔn)位于原點(diǎn)位置(0點(diǎn))的方式而進(jìn)行調(diào)整，從而消除由偏置電壓重疊而引起的錯(cuò)位。
另外，這種調(diào)整，例如在(A1+A2)＝g·(B1+B2)中設(shè)定的放大系數(shù)g，進(jìn)一步通過從存儲(chǔ)器部16讀取設(shè)為(a1+a2)-gs＝0以及(b1+b2)-gc＝0的偏移系數(shù)而進(jìn)行。因此，此時(shí)點(diǎn)的SIN信號(hào)成為(A1+A2)·sinθ，COS信號(hào)與(B1+B2)·cosθ大致一致(其中，A1+A2g·(B1+B2))。
所述運(yùn)算部14，安裝有進(jìn)行sin、cos、tan、tan-1＝arctan、sinh、cosh、exp、log等函數(shù)計(jì)算及其他計(jì)算的軟件，例如利用周知的CORDIC(Coordinate Rotation Digital Computer)算法的數(shù)值計(jì)算軟件，這里，具有通過將所述SIN信號(hào)除以所述COS信號(hào)而計(jì)算正切值(tan＝SIN信號(hào)/COS信號(hào)＝sinθ/cosθ)的TAN處理，以及從由所述TAN處理所求得的值中計(jì)算反正切值(arctan(sinθ/cosθ))而求出被測定物的補(bǔ)償前的輸出角度φ(°)的ATAN處理。
該實(shí)施方式的補(bǔ)償部15，由使用與上述的運(yùn)算部14相同的CORDIC算法的函數(shù)運(yùn)算模塊構(gòu)成，并進(jìn)行如后所述的運(yùn)算處理。
另外，優(yōu)選為由一個(gè)運(yùn)算處理模塊構(gòu)成所述信號(hào)調(diào)整部13、所述運(yùn)算部14、所述補(bǔ)償部15，所述各計(jì)算能夠通過使用所述一個(gè)運(yùn)算處理模塊而在所述控制部11的管理下集中地處理，并能夠小型集約化。
在所述存儲(chǔ)器部16中，根據(jù)由所述出廠前的檢查工序所測定的數(shù)據(jù)而預(yù)先確定的所述放大系數(shù)g，所述偏移系數(shù)gs、gc，以及后述的相位補(bǔ)償值Sα、應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ和增益補(bǔ)償值Sγ等的補(bǔ)償值等，在每個(gè)角度傳感器中被預(yù)先寫入存儲(chǔ)器16中。
接下來，說明上述補(bǔ)償值的計(jì)算方法。
圖3是表示作為橋式電路的輸出的SIN信號(hào)COS信號(hào)之間包含相位誤差時(shí)的波形圖。
在構(gòu)成設(shè)于芯片基板K1～K4的GMR元件G1至G8的所述固定層的磁化方向相鄰的基板間，未能維持90°的關(guān)系的情況下，在分別從所述第一、第二信號(hào)變換部12A，12B輸出的SIN信號(hào)和COS信號(hào)之間，除了原來的相位差(90°)外，還含有基于所述磁化方向的錯(cuò)位的相位誤差。
將付與所述轉(zhuǎn)盤102的旋轉(zhuǎn)角度，即付與所述角度檢測傳感器100的輸入角度設(shè)為θ，將此時(shí)的相位誤差(從相位差90°的錯(cuò)開量)設(shè)為α(°)，且將從所述第二橋式電路WB2輸出的+cos信號(hào)設(shè)為+cosθ，將-cos信號(hào)設(shè)為-cosθ。另外，這里為了說明的方便，將所述振幅系數(shù)A1、A2、B1以及B2設(shè)為A1＝A2＝B1＝B2＝1，將所述偏移系數(shù)a1、a2、b1以及b2設(shè)為a1＝a2＝b1＝b2＝0。即使如此，結(jié)果是由所述信號(hào)調(diào)整部13和TAN處理產(chǎn)生了同樣的效果，即因?yàn)樗龈飨禂?shù)被消去，所以沒有特別的問題。
<第一步驟>
首先，在第一步驟中，計(jì)算出SIN信號(hào)和COS信號(hào)。也就是說，若以從所述第二橋式電路WB2輸出的+cosθ和-cosθ為基準(zhǔn)，則可以將從所述第一橋式電路WB1輸出的+sin信號(hào)表示為+sin(θ+α)，將一sin信號(hào)表示為-sin(θ+α)。因此，從所述第一信號(hào)變換部12A輸出的SIN信號(hào)成為+sin(θ+α)-(-sin(θ+α))＝2sin(θ+α)，從所述第二信號(hào)變換部12B輸出的COS信號(hào)成為+cosθ-(-cosθ)＝2cosθ，若以圖示之，則如圖3所示(第一步驟)。另外，在圖3至圖8中，作為所述相位誤差α的例子，表示了α＝+5°的情況。
從所述第一、第二信號(hào)變換部12A，12B輸出的所述SIN信號(hào)和COS信號(hào)，在所述信號(hào)調(diào)整部13中進(jìn)行偏移調(diào)整和增益(放大)調(diào)整。
<第二步驟>
在第二步驟中，計(jì)算出補(bǔ)償前的輸出角度φα。也就是說，通過所述運(yùn)算部14的TAN處理，將正切值(tan＝SIN信號(hào)/COS信號(hào))作為2sin(θ+α)/2cosθ＝sin(θ+α)/cosθ進(jìn)行計(jì)算。此外，雖然通過ATAN處理計(jì)算反正切值(arctan)，但是包含相位差α?xí)r的所述運(yùn)算部14的輸出，將其作為被測定物的補(bǔ)償前的輸出角度φα則補(bǔ)償前的輸出角度φα作為φα＝arctan(sin(θ+α)/cosθ)而進(jìn)行計(jì)算(第二步驟)。
圖4是在包含相位誤差的情況下，將ATAN處理后補(bǔ)償前的輸出角度φα作為連續(xù)的函數(shù)而表示的波形圖。圖5是將補(bǔ)償前的輸出角度φα和輸入角度θ之間的差作為檢測相位誤差Δφα(＝φα-θ)而表示的波形圖。
在圖4中，每一旋轉(zhuǎn)的輸出角度θ和補(bǔ)償前的輸出角度φα一一對應(yīng)?？墒?，ATAN處理后的補(bǔ)償前的輸出角度φα成為在作為理想輸出角度的一次直線(φ＝θ)上三角函數(shù)相重疊的形狀。
這里，若將通過從所述補(bǔ)償前的輸出角度φα減去輸入角度0而檢測出的相位差φα-θ作為檢測相位誤差Δφα而求出，則作為圖5所示的正弦波狀的周期函數(shù)(三角函數(shù))而被檢測出。即可知，在ATAN處理后的補(bǔ)償前的輸出角度φα中，包含有圖5所示的正弦波狀檢測相位誤差Δφα-(＝φα-θ)。
若對所述檢測出的相位誤差Δφα進(jìn)行分析，則可知所述四個(gè)信號(hào)(+sin信號(hào)、-sin信號(hào)、+cos信號(hào)、-cos信號(hào))或者所述SIN信號(hào)以及COS信號(hào)將一周期作為360°(參照圖2和圖3)，對此，所述檢測相位誤差Δφα將一周期作為180°(參照圖5)。即可知，在將所述的四個(gè)信號(hào)或者所述SIN信號(hào)以及COS信號(hào)作為基本信號(hào)的情況下，所述檢測相位誤差Δφα，相對于該基本信號(hào)成為2倍頻(1/2周期)的三角函數(shù)。
因此，檢測相位誤差Δφα可以近似于由以下式7所表示的三角函數(shù)。如此近似地表示檢測相位誤差Δφα的信號(hào)稱為相位補(bǔ)償值Sα。
(式7)Sα=α2{1+COS2φα}≈Δφα]]>其中，φα=arctan{sin(θ+α)cosθ}]]>另外，所述相位補(bǔ)償值Sα的全幅(peak to peak)的振幅量，相當(dāng)于所述相位誤差的α。
接下來，對基于每個(gè)GMR元件所具有的阻抗值應(yīng)變而產(chǎn)生的應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ的計(jì)算方法進(jìn)行說明。
圖6是表示含有基于阻抗值所產(chǎn)生的應(yīng)變誤差時(shí)的補(bǔ)償前的輸出角度φβ的波形圖，圖7是表示檢測應(yīng)變誤差Δφβ(＝φβ-θ)的波形圖。另外，在圖7中，作為檢測應(yīng)變誤差Δφβ的例子，示出了應(yīng)變誤差β是β＝5度的情況。
構(gòu)成所述第一橋式電路WB1和第二橋式電路WB2的各GMR元件G1～G8，各自具有固定的阻抗值應(yīng)變。為此，在從所述第一、第二橋式電路WB1、WB2輸出的所述四個(gè)信號(hào)中，分別包含有基于所述阻抗值應(yīng)變而產(chǎn)生的檢測應(yīng)變誤差Δφβ。于是，使用包含這種檢測誤差Δφβ的四個(gè)信號(hào)，通過與上述相同的方法，即進(jìn)行TAN處理以及ATAN處理，所計(jì)算出的補(bǔ)償前的輸出角度φβ，被表示為在作為理想的輸出角度的由點(diǎn)劃線所示的一次直線上(φ＝θ)上，正弦波狀的誤差信號(hào)(應(yīng)變誤差)相疊加的形狀(參照圖6)。
這里，與上述相位誤差的情況相同，若試著通過從所述補(bǔ)償前的輸出角度φβ中將所述一次函數(shù)φ＝θ減去(φβ-θ)，而求出相當(dāng)于兩者角度錯(cuò)位的檢測應(yīng)變誤差Δφβ，則能夠作為圖7所示的正弦波狀的周期函數(shù)(三角函數(shù))而表示。即可知，在ATAN處理后的補(bǔ)償前的輸出角度φβ-中，包含有圖7所示的正弦波狀的檢測應(yīng)變誤差Δφβ(＝φβ-θ)。
同樣，若對所述檢測應(yīng)變誤差Δφβ進(jìn)行分析，則相對于以一周期T為360°的基本信號(hào)(四個(gè)信號(hào)或所述SIN信號(hào)以及COS信號(hào))，所述檢測應(yīng)變誤差φβ將一周期T作為90°(參照圖7)。即可知，所述檢測應(yīng)變誤差Δφβ，是由相對于所述基本信號(hào)4倍的頻率(1/4周期)形成的三角函數(shù)。因此，檢測應(yīng)變誤差Δφβ可以近似于由以下式8所示的三角函數(shù)，并將如此而近似地表示檢測應(yīng)變誤差Δφβ的信號(hào)稱為應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ。
(式8)Sβ＝-β·sin4φβΔφβ其中，φβ＝arctan(sinθ/cosθ)。
另外，所述應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ的振幅量相對于所述應(yīng)變誤差β。
圖8是表示總誤差信號(hào)Δφ＝(Δφα+Δφβ)的一例的波形圖。
在實(shí)際的角度檢測傳感器的所述運(yùn)算部14的輸出角度(補(bǔ)償前的輸出角度)φ中，上述的檢測相位誤差Δφα和檢測應(yīng)變誤差Δφβ兩個(gè)誤差以信號(hào)合成的狀態(tài)而混合存在。若將包含所述檢測相位誤差Δφα和檢測應(yīng)變誤差Δφβ二者的綜合的誤差信號(hào)作為綜合誤差信號(hào)Δφ＝(Δφα+Δφβ)而表示，則所述綜合誤差信號(hào)Δφ，是由如圖8所示的將一周期T設(shè)為180°的周期函數(shù)形成的信號(hào)。在ATAN處理后的補(bǔ)償前的輸出角度φ中，包含有這種綜合誤差信號(hào)Δφ。
因此，在作為上述第二步驟的ATAN處理后，如果能夠從所述補(bǔ)償前的輸出角度φ中，除去構(gòu)成總誤差信號(hào)Δφ的檢測相位誤差Δφα以及檢測應(yīng)變誤差Δφβ，則應(yīng)該能夠得到高精度的角度輸出φOUT。
但是，雖然判明了如上所述的檢測相位誤差信號(hào)Δφα，能夠近似于由相對于基本信號(hào)二倍頻率形成的上述式4的三角函數(shù)，以及檢測應(yīng)變誤差信號(hào)Δφβ能夠近似于由相對于基本信號(hào)四倍頻率形成的上述式5的三角函數(shù)，但是如圖8所示，構(gòu)成總誤差信號(hào)Δφ的檢測相位誤差Δφα和檢測應(yīng)變誤差Δφβ，以合成狀態(tài)存在，難以從所述總誤差信號(hào)Δφ直接求出檢測相位誤差Δφα和檢測應(yīng)變誤差Δφβ的振幅(α/2及β)。
因此，在以下中對不直接求出上述檢測相位誤差Δφα和檢測應(yīng)變誤差Δφβ的各振幅，而求出由適當(dāng)?shù)恼穹纬傻乃鱿辔谎a(bǔ)償值Sα和應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ的第三步驟進(jìn)行說明。另外，第三步驟應(yīng)用了所謂的一般化調(diào)和解析(GHAGeneralized Harmonic Analysis)。
<第三步驟>
圖9是表示補(bǔ)償前的輸出角度φ中所包含的總誤差信號(hào)Δφ的另一例的波形圖。圖10是表示相位誤差補(bǔ)償值Sα及其候補(bǔ)信號(hào)的波形圖，圖11是表示相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α＝(Δφ-Sα)的波形圖，圖12是表示應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ及其候補(bǔ)信號(hào)的波形圖，圖13是表示相位補(bǔ)償以及應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β＝(Δφ-α-Sβ)的波形圖，圖14是表示增益補(bǔ)償值Sγ及其候補(bǔ)信號(hào)的波形圖。圖15是表示相位、應(yīng)變以及增益補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β-γ的波形圖。
以下，對在如圖9所示的總誤差信號(hào)Δφ包含于由上述運(yùn)算部14中的ATAN處理算出的補(bǔ)償前的輸出角度φ的情況進(jìn)行說明。
(1)補(bǔ)償檢測相位誤差Δφα的相位補(bǔ)償值Sα的計(jì)算方法。
首先，準(zhǔn)備如圖10所示的多個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1。此時(shí)的多個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1是用于抽取相位補(bǔ)償值Sα的信號(hào)的集合體，各個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1是由上述的式5所規(guī)定的信號(hào)，即相對于所述SIN信號(hào)和COS信號(hào)等的基本信號(hào)，由2倍頻率形成的信號(hào)，但是全幅的振幅量(相位誤差α)，因每個(gè)候補(bǔ)信號(hào)而不同。另外，各個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1的數(shù)據(jù)量相當(dāng)于所述總誤差信號(hào)Δφ的一周期(360°)的量。
所述控制部11，從這些多個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1中將最合適的一個(gè)信號(hào)作為相位補(bǔ)償值而抽取。也就是說，控制部11從多個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1中順序地讀取一個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1給予補(bǔ)償部15。
這里，設(shè)從所述總誤差信號(hào)Δφ減去所述所讀取的第一候補(bǔ)信號(hào)S1的殘差成分為e1，則殘差成分e1由式9所表示。
(式9)e1＝Δφ-S1于是，所述補(bǔ)償部15基于以下式10而計(jì)算殘差能量E1。
(式10)E1=∫02πel2dθ]]>控制部11將基于所述式9和式10而輸出的殘差能量E1與每個(gè)所述第一候補(bǔ)信號(hào)S1進(jìn)行比較，并從中將以所述殘差能量E1為最小的第一候補(bǔ)信號(hào)S1作為最佳的相位候補(bǔ)信號(hào)Sα而抽出。
另外，從所述總誤差信號(hào)Δφ中減去如此而抽取的相位補(bǔ)償值Sα后形成圖11所示的相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α(＝Δφ-Sα)。如此，通過從所述總誤差信號(hào)Δφ(參照圖9)中減去所述相位補(bǔ)償值Sα(參照圖10)，能夠除去包含于所述總誤差信號(hào)Δφ中的所述檢測相位誤差信號(hào)Δφα(參照圖5)。
(2)補(bǔ)償檢測應(yīng)變誤差Δφβ的應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ的計(jì)算方法。
接下來，準(zhǔn)備如圖12所示的多個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2。此時(shí)的多個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2是用于抽取應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ的信號(hào)的集合體，各個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2是由上述的式5所規(guī)定的信號(hào)，即相對于所述SIN信號(hào)和COS信號(hào)等基本信號(hào)由4倍頻率形成的信號(hào)。只是，全幅的振幅量(相位誤差β)因各個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2而不同。另外，各個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2的數(shù)據(jù)量相當(dāng)于所述總誤差信號(hào)Δφ的一周期(360°)的量。
所述控制部11從多個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2中順序地讀取一個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2給予補(bǔ)償部15。
這里，設(shè)從所述相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α減去所述所讀取的第二候補(bǔ)信號(hào)S2的殘差成分為e2，則殘差成分e2由式11所表示。
(式11)e2＝Δφ-α-S2＝Δφ-S1-S2于是，所述補(bǔ)償部15基于下式12而計(jì)算殘差能量E2。
(式12)E2=∫02πe22dθ]]>控制部11將所述殘差能量E2與每個(gè)所述第二候補(bǔ)信號(hào)S2進(jìn)行比較，并從中將以所述殘差能量E2為最小的第一候補(bǔ)信號(hào)S2作為最佳的相位候補(bǔ)信號(hào)Sβ而抽出。
另外，從所述相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α中減去如此而抽取的應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ后成為如圖13所示的相位補(bǔ)償以及應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β(＝Δφ-α-Sβ＝Δφ-Sα-Sβ)。如此，通過從所述相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α(參照圖11)中減去所述應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ(參照圖12)，能夠除去包含于所述相位補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α中的所述檢測應(yīng)變誤差信號(hào)Δφβ(參照圖7)，如圖13所示能夠確認(rèn)可以減小包含于相位補(bǔ)償以及應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β中的誤差。
但是，在圖13所示的相位補(bǔ)償以及應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β中，包含有SIN狀的誤差信號(hào)Δφγ。若詳細(xì)地對所述誤差信號(hào)Δφγ進(jìn)行調(diào)查，則可知該誤差信號(hào)Δφγ是在由上述信號(hào)調(diào)整部13所進(jìn)行的增益調(diào)整(放大調(diào)整)中不調(diào)整而殘余的增益誤差信號(hào)Δφγ。而且所述增益誤差信號(hào)Δφγ可以由以下式13表示。
(式13)Δφγ＝γsin2θ其中，γ是作為增益誤差的振幅系數(shù)。因此，在圖13所示的曲線中γ0.2左右。
(3)補(bǔ)償增益誤差信號(hào)Δφγ的增益補(bǔ)償值Sγ的計(jì)算方法。
所述增益誤差信號(hào)Δφγ也可以通過與上述檢測相位誤差Δφα和檢測應(yīng)變誤差Δφβ的情況相同的方法而除去。
也就是說，準(zhǔn)備圖14所示的多個(gè)第三候補(bǔ)信號(hào)(用于抽取增益補(bǔ)償值Sγ的信號(hào)的集合)S3，并利用每個(gè)第三候補(bǔ)信號(hào)S3，求出對從上述相位補(bǔ)償和應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β中減去所述第三候補(bǔ)信號(hào)S3后的殘差成分e3(＝Δφ-α-β-S3)進(jìn)行自乘后的e32，在一周期(0～2π[rad])的范圍內(nèi)進(jìn)行積分所得的殘差能量E3。于是，從其中將以所述殘差能量E3為最小的第三候補(bǔ)信號(hào)S3作為最佳增益補(bǔ)償值Sγ(Δφγ)而抽出。
另外，從所述相位補(bǔ)償和應(yīng)變補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β中減去如此而抽出的增益補(bǔ)償值Sγ后形成如圖15所示的相位、應(yīng)變以及增益補(bǔ)償后的誤差信號(hào)Δφ-α-β-γ(＝Δφ-α-β-Sγ)。這樣，能夠基本除去將所述補(bǔ)償前的輸出角度φ中所包含的誤差，或者接近于0。
如此，在本申請發(fā)明中，通過使用上述計(jì)算方法，能夠從所述多個(gè)第一候補(bǔ)信號(hào)S1中將以殘差能量E1為最小的第一候補(bǔ)信號(hào)S1作為補(bǔ)償所述檢測相位誤差Δφα的相位補(bǔ)償值Sα而計(jì)算，并能夠從所述多個(gè)第二候補(bǔ)信號(hào)S2中將以殘差能量E2為最小的第二候補(bǔ)信號(hào)S1作為補(bǔ)償所述檢測應(yīng)變誤差Δφβ的應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ而計(jì)算，進(jìn)而能夠從所述多個(gè)第三候補(bǔ)信號(hào)S3中將以殘差能量E3為最小的第三候補(bǔ)信號(hào)S3作為補(bǔ)償所述增益誤差信號(hào)Δφγ的增益補(bǔ)償值Sγ而計(jì)算。
于是，在角度檢測傳感器的存儲(chǔ)部16中，寫入預(yù)先由上述方法算出的至少一個(gè)以上的相位補(bǔ)償值Sα、應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ或者增益補(bǔ)償值Sγ。因此，每當(dāng)從所述角度檢測傳感器輸出角度輸出φOUT時(shí)，均從所述存儲(chǔ)器16讀取相位補(bǔ)償值Sα、應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ或者增益補(bǔ)償值Sγ的至少一個(gè)以上，并從所述補(bǔ)償前的角度誤差φ除去檢測相位補(bǔ)償值Δφα、檢測應(yīng)變補(bǔ)償值Δφβ或者增益補(bǔ)償值Δφγ。
如此，即使在從磁阻效應(yīng)元件中輸出的四個(gè)信號(hào)中含有各種誤差信號(hào)的情況下，也能夠減小其影響而提高作為角度檢測傳感器而輸出的角度輸出φOUT的檢測精度。
而且通過反復(fù)進(jìn)行上述第三步驟，可以將所述檢測相位誤差Δφα、檢測應(yīng)變誤差Δφβ以及增益誤差信號(hào)Δφγ全部除去，能夠進(jìn)一步提高角度檢測傳感器的角度輸出的φOUT的檢測精度。
另外，雖然在上述的實(shí)施方式的補(bǔ)償值的計(jì)算方法中，以如下順序進(jìn)行了說明，即最初是計(jì)算相位補(bǔ)償值Sα，接著是計(jì)算應(yīng)變補(bǔ)償值Sβ，最后是計(jì)算增益補(bǔ)償值Sγ，但是本發(fā)明不限于此，以何種順序計(jì)算補(bǔ)償值均可。
另外，在上述的實(shí)施方式中，雖然以最初除去檢測相位誤差Δφα，接著除去檢測應(yīng)變誤差Δφβ，最后除去增益誤差信號(hào)Δφγ為順序，但是本發(fā)明不限于此，以何種順序除去誤差均可。另外，可以明白，若是有相同的周期性的某種誤差，則能夠除去上述的任何情況以外的誤差。
權(quán)利要求
1.一種角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法，該角度檢測傳感器具有傳感器模塊，其根據(jù)施與被測定物的旋轉(zhuǎn)而產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁場，并且感知所述旋轉(zhuǎn)磁場而輸出對應(yīng)于所述旋轉(zhuǎn)的輸入角度的多個(gè)輸出信號(hào)；信號(hào)變換部，其從所述多個(gè)輸出信號(hào)變換成具有給定的相位差的兩種的信號(hào)；信號(hào)調(diào)整部，其調(diào)整所述兩種信號(hào)的偏移和增益；運(yùn)算部，其根據(jù)所述調(diào)整后的兩種信號(hào)，將所述被測定物的旋轉(zhuǎn)角度作為補(bǔ)償前的輸出角度而進(jìn)行計(jì)算；存儲(chǔ)器部，其預(yù)先存儲(chǔ)對所述補(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償?shù)难a(bǔ)償值；補(bǔ)償部，其通過從含于所述補(bǔ)償前的輸出角度中的總誤差信號(hào)中除去所述補(bǔ)償值，而計(jì)算所述被測定物的輸出角度，其特征在于，所述補(bǔ)償值計(jì)算方法具有第一步驟，從所述多個(gè)輸出信號(hào)中生成具有給定的相位差的兩種的信號(hào)；第二步驟，根據(jù)所述兩種的信號(hào)而將所述被測定物的旋轉(zhuǎn)角度作為補(bǔ)償前的輸出角度而進(jìn)行計(jì)算；第三步驟，在從含于所述補(bǔ)償前的輸出角度中的總誤差信號(hào)中，逐個(gè)除去周期相同振幅不同的多個(gè)候補(bǔ)信號(hào)時(shí)，將以除去后的信號(hào)中所包含的殘差能量為最小的候補(bǔ)信號(hào)作為所述補(bǔ)償值而抽出。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法，其特征在于，在將所述輸出角度設(shè)為θ，將所述補(bǔ)償前的輸出角度中所包含的總誤差信號(hào)設(shè)為Δφ，將所述補(bǔ)償值設(shè)為Sn，其中n為α、β或γ，并將從所述總誤差信號(hào)Δφ中除去所述補(bǔ)償值Sn后的信號(hào)中所包含的成分設(shè)為e＝Δφ-Sn時(shí)，所述殘差能量E由下式1計(jì)算出，(式1)E=∫02πe2dθ.]]>
3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法，其特征在于，將產(chǎn)生于所述兩種的信號(hào)間的相位差，在給定的相位差90°上加相位誤差±α后成為90°±α?xí)r的補(bǔ)償值設(shè)為Sα?xí)r，所述補(bǔ)償值Sα可以近似由下式2表示，(式2)Sα=α2{1+cos2φα}]]>其中，φα=arctan{sin(θ+α)cosθ}.]]>
4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法，其特征在于，將相對于基于所述傳感器部所具有的阻抗值應(yīng)變而產(chǎn)生的應(yīng)變誤差β的補(bǔ)償值設(shè)為Sβ時(shí)，所述補(bǔ)償值Sβ可以近似由下式3表示，(式3)Sβ＝-β·sin4φβ其中，φβ=arctan{sinθcosθ}.]]>
5.根據(jù)權(quán)利要求2所述的角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法，其特征在于，將相對于具有振幅γ的增益誤差的補(bǔ)償值設(shè)為Sγ時(shí)，所述補(bǔ)償值Sγ可以近似由Sγ＝γsin2θ表示。
6.一種角度檢測傳感器，其特征在于，利用所述權(quán)利要求1中所述的補(bǔ)償值計(jì)算方法計(jì)算出的所述補(bǔ)償值被存入到所述存儲(chǔ)器部，并以從所述存儲(chǔ)器讀取的補(bǔ)償值對所述被測定物的輸出角度進(jìn)行補(bǔ)償。
7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的角度檢測傳感器，其特征在于，在所述存儲(chǔ)部中，存入所述補(bǔ)償值Sα、Sβ以及Sγ中的至少一個(gè)以上的補(bǔ)償值。
8.根據(jù)權(quán)利要求6所述的角度檢測傳感器，其特征在于，所述傳感器模塊是由磁阻效應(yīng)元件形成的兩組的橋式電路。
9.根據(jù)權(quán)利要求6所述的角度檢測傳感器，其特征在于，所述兩種的信號(hào)是SIN信號(hào)和COS信號(hào)，所述運(yùn)算部從所述SIN信號(hào)和所述COS信號(hào)計(jì)算出正切值后，通過求出反正切值，使所述被測定物的旋轉(zhuǎn)角度作為補(bǔ)償前的輸出角度而計(jì)算出。
10.根據(jù)權(quán)利要求6所述的角度檢測傳感器，其特征在于，所述信號(hào)調(diào)整部、所述運(yùn)算部、以及所述補(bǔ)償部由一個(gè)運(yùn)算處理模塊形成。
全文摘要
本發(fā)明提供一種即使在來自傳感器的輸出信號(hào)中包含誤差信號(hào)的情況下，也能夠得到高精度的角度輸出的角度檢測傳感器的補(bǔ)償值計(jì)算方法以及使用其的角度檢測傳感器。運(yùn)算部(14)，根據(jù)從傳感器模塊(1)和信號(hào)變換部(12)輸出的SIN信號(hào)和COS信號(hào)而計(jì)算出包含總誤差信號(hào)(Δφ)的被測定物的校正前的旋轉(zhuǎn)角度(φ)?？刂撇?11)從存儲(chǔ)于存儲(chǔ)器部(16)中的第一候補(bǔ)信號(hào)(S1)中，將以殘差能量(E)為最小的信號(hào)作為相位補(bǔ)償值(S
文檔編號(hào)G01B7/30GK1789920SQ20051013144
公開日2006年6月21日 申請日期2005年12月16日 優(yōu)先權(quán)日2004年12月16日
發(fā)明者生內(nèi)雄一, 長谷川和男, 藤田和彥, 德永一郎 申請人:阿爾卑斯電氣株式會(huì)社