本發(fā)明涉及一種無位置傳感器無刷直流電機(jī)換相偏差快速校正控制系統(tǒng)，用于實(shí)現(xiàn)無位置傳感器無刷直流電機(jī)精確換相。

背景技術(shù)：

無刷直流電機(jī)因其高功率密度、高效率、高轉(zhuǎn)矩慣量比、結(jié)構(gòu)緊湊等優(yōu)點(diǎn)廣泛應(yīng)用于工業(yè)、機(jī)器人產(chǎn)業(yè)、汽車、航天及軍事領(lǐng)域。傳統(tǒng)的無刷直流電機(jī)需要位置傳感器提供轉(zhuǎn)子位置信息以實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的換相控制，然而，位置傳感器的安裝不但增加了設(shè)備成本，也對電機(jī)的日常維護(hù)提出了更高的要求，同時也降低了系統(tǒng)整體的穩(wěn)定性和可靠性。特別是在一些對可靠性要求極高的應(yīng)用場合如軍事和航天應(yīng)用中，位置傳感器的錯誤可能引發(fā)嚴(yán)重的問題。為了避免上述不利影響，無位置傳感器電機(jī)驅(qū)動技術(shù)被廣泛應(yīng)用于無刷直流電機(jī)。在眾多的無位置傳感器驅(qū)動方法中，反電勢過零點(diǎn)檢測法因其簡單易實(shí)現(xiàn)和高可靠性等優(yōu)點(diǎn)應(yīng)用最多。然而，由于低通濾波、電樞反應(yīng)及器件延遲等帶來的影響，由反電勢過零點(diǎn)檢測法所生成的換相信號不可避免地會伴隨著換相偏差。不準(zhǔn)確的換相信號會導(dǎo)致電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動增大，高速下引發(fā)非導(dǎo)通相二極管續(xù)流，產(chǎn)生負(fù)的電磁力矩，甚至引起電機(jī)制動，嚴(yán)重降低電機(jī)效率。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明解決的技術(shù)問題是：針對無位置傳感器無刷直流電機(jī)換相存在偏差的問題，通過分析換相前后無刷直流電機(jī)母線電流波形隨換相偏差的變化規(guī)律，提出一種無位置傳感器無刷直流電機(jī)換相偏差快速校正方法，并設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)該方法的控制系統(tǒng)，精確補(bǔ)償由低通濾波、器件延遲等帶來的換相偏差，大大減少了偏差收斂時間，提高了換相精度。

本發(fā)明的技術(shù)解決方案：一種無位置傳感器無刷直流電機(jī)換相偏差快速校正控制系統(tǒng)，包括電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)、無刷直流電動機(jī)(2)、信號驅(qū)動電路(3)、反電勢位置檢測電路(4)、電流檢測電路(5)、溫度檢測電路(6)和數(shù)字控制器(7)；電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)中的三相逆變橋接收信號驅(qū)動電路(3)的驅(qū)動信號控制開關(guān)器件通斷，三相逆變橋的輸出直接連接無刷直流電機(jī)(2)的三相繞組，反電勢位置檢測電路(4)采集無刷直流電機(jī)(2)的三相繞組端電壓，電流檢測電路(5)通過精密無感采樣電阻測量母線電流，溫度檢測電路(6)利用安裝于無刷直流電機(jī)(2)內(nèi)的溫度傳感器實(shí)時檢測電機(jī)工作溫度，反電勢位置檢測電路(4)、電流檢測電路(5)、溫度檢測電路(6)三個模塊測量的信號輸入數(shù)字控制器(7)并經(jīng)處理后輸出給信號驅(qū)動電路(3)驅(qū)動系統(tǒng)運(yùn)行，電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)采用帶有降壓式變換器和高頻調(diào)制陷波器的結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)電機(jī)驅(qū)動；數(shù)字控制器(7)通過換相偏差快速校正方法，根據(jù)電流檢測電路(5)檢測得到的母線電流值計(jì)算得到換相前后無刷直流電機(jī)母線電流差值，然后計(jì)算換相偏差并在反電勢位置檢測電路(4)信號基礎(chǔ)上進(jìn)行補(bǔ)償后輸出換相信號，將此換相信號輸出到信號驅(qū)動電路(3)控制電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)中的開關(guān)器件通斷最終驅(qū)動電機(jī)運(yùn)行，溫度檢測電路(6)測量電機(jī)工作環(huán)境溫度并由數(shù)字控制器(7)實(shí)時修正電機(jī)參數(shù)以提高偏差計(jì)算的準(zhǔn)確性。

所述換相偏差快速校正方法具體實(shí)現(xiàn)如下：

第一步，溫度檢測電路(6)測量工作環(huán)境溫度并由數(shù)字控制器(7)實(shí)時修正電機(jī)參數(shù)：

A_2k-1(T)＝A_2k-1(T₀)+k_EMF×α_Br×(T-T₀)

R(T)＝R(T₀)+k_R×(T-T₀)

其中，T是測量的環(huán)境溫度，T₀是標(biāo)準(zhǔn)室溫，α_Br是磁性材料的溫度系數(shù)，k_EMF是反電勢的溫度修正系數(shù)，A_2k-1是相應(yīng)的2k-1階次反電勢諧波系數(shù)，A_2k-1(T)表示T溫度下的2k-1階次反電勢諧波系數(shù)；k_R是電阻的溫度修正系數(shù)，R表示單相繞組電阻，R(T)表示T溫度下的單相繞組電阻。k_EMF、k_R可以分別通過離線測試得到。

第二步，根據(jù)電流檢測電路(5)采樣到的母線電流差值并由數(shù)字控制器(7)解算換相點(diǎn)相位偏差補(bǔ)償值：

其中，Δ＝81·a²·d²+12·a·c²，d＝-Δi_L(α)·R，Δi_L(α)表示換相偏差為α?xí)r，換相前后母線電流差值，是解算得到的換相偏差補(bǔ)償值，A₁與A₅是1階與5階相反電動勢諧波系數(shù)，R是單相繞組電阻，δ_max是換相續(xù)流間隔內(nèi)轉(zhuǎn)子的最大位移，單位rad。

第三步，將實(shí)時計(jì)算出的換相偏差補(bǔ)償量按照公式疊加到換相信號偏移量中，并與反電勢位置檢測電路(4)檢測到的反電勢過零點(diǎn)信號疊加得到換相信號，信號驅(qū)動電路(3)根據(jù)換相信號驅(qū)動開關(guān)管工作，式中θ(k)是第k次迭代的換相信號偏移量，θ(k-1)是第k-1次迭代的換相信號偏移量，是第k次計(jì)算出的換相偏差補(bǔ)償量，k是迭代系數(shù)。

所述電流檢測電路(5)對母線電流差值的采樣方式為：為避免關(guān)斷相續(xù)流引起的采樣值波動，分別將換相前采樣點(diǎn)前移δ_max弧度，換相后采樣點(diǎn)后移δ_max弧度，換相前后采樣點(diǎn)根據(jù)換相邏輯產(chǎn)生的換相信號分別確定，其中相移δ_max為續(xù)流間隔內(nèi)轉(zhuǎn)子的最大位移，其值由電機(jī)單相繞組電感L和電阻值R、直流側(cè)電壓u_d、轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速ω、關(guān)斷相電流值i、換相點(diǎn)偏移相位α參數(shù)利用如下公式?jīng)Q定：

其中i₀為關(guān)斷相初始電流值，k_e為反電勢基波系數(shù)；此外，為避免電機(jī)三相電樞阻抗不對稱引起的采樣電流值波動，將換相點(diǎn)前的電流采樣點(diǎn)設(shè)置到下一個相鄰的換相點(diǎn)前，使兩個采樣點(diǎn)位于同一導(dǎo)通區(qū)內(nèi)；經(jīng)偏移δ_max弧度且位于同一導(dǎo)通區(qū)內(nèi)的電流采樣點(diǎn)可以避免關(guān)斷相續(xù)流與電機(jī)三相不對稱的影響。

本發(fā)明的原理是：如附圖3(a)所示，電機(jī)準(zhǔn)確換相時，母線電流信號為對稱波形。當(dāng)換相存在偏差時，由于換相點(diǎn)偏離電機(jī)三相反電勢對稱點(diǎn)，換相前后電機(jī)繞組兩端的電壓不再對稱，母線電流信號會出現(xiàn)明顯的畸變，波形不再對稱：如附圖3(b)所示，超前換相時，換相前的母線電流比換相后明顯偏小；如附圖3(c)所示，滯后換相時，換相前的母線電流比換相后明顯偏大。本發(fā)明利用母線電流換相前后的畸變量計(jì)算換相偏差，通過比較換相前后無刷直流電機(jī)母線電流波形的差別，得到換相前后母線電流差值與換相偏差之間的解析關(guān)系，進(jìn)而通過檢測換相前后母線電流差值獲得電機(jī)換相點(diǎn)的相位偏差值。

理想情況下的偏差解算方程可以根據(jù)母線電流的變化與偏差大小的關(guān)系推出，經(jīng)分析可知母線電流值等于非換相相電流的絕對值，因此這里以附圖4中由AC→BC的換相過程為例進(jìn)行分析，附圖4(a)為換相前AC相導(dǎo)通時的電流回路，此時T1和T2管開通，電流由直流電源正極流出，依次流經(jīng)A相繞組和C相繞組，最后流回直流電源負(fù)極；附圖4(b)為換相后BC相導(dǎo)通時的電流回路，此時T3和T2管開通，電流由直流電源正極流出，依次流經(jīng)B相繞組和C相繞組，最后流回直流電源負(fù)極。這一換相過程中C相為非換相相，換相前后C相電阻壓降分別為：

其中，β表示換相時刻轉(zhuǎn)子相位，u_d(β)為直流側(cè)電壓，u_ca(β)、u_cd(β)分別表示換相前和換相后C相電阻上的電壓降，e_a(β)表示A相繞組在β角位置所感生的反電動勢，e_b(β)表示B相繞組在β角位置所感生的反電動勢，e_c(β)表示C相繞組在β角位置所感生的反電動勢，e_x表示三相反電勢，下標(biāo)x＝a，b，c分別代表A、B、C三相，A_2k-1表示相應(yīng)的2k-1階次的諧波系數(shù)，m＝-1，0，1表示三相反電勢的相位差系數(shù)，θ是轉(zhuǎn)子位置，諧波系數(shù)A_2k-1可以通過離線對電機(jī)反電勢波形進(jìn)行傅里葉分解得到。

換相前后母線電流差值為：

其中α表示換相偏差，將反電勢系數(shù)及檢測到的母線電流差值代入方程，可以解算出準(zhǔn)確的換相偏差α。

如附圖5所示，本發(fā)明改進(jìn)了母線電流差值的采樣方式。理想情況下當(dāng)換相時刻沒有電流脈動時，可以將采樣點(diǎn)(附圖5(a)中A表示理想的換相前采樣點(diǎn)，B表示理想的換相后采樣點(diǎn))設(shè)置在換相時刻的前后，在此方式下無偏差換相時兩采樣點(diǎn)處電流相等，有偏差換相時兩采樣點(diǎn)處電流不等。然而實(shí)際電機(jī)換相時，如附圖5(b)所示，由于關(guān)斷相電流續(xù)流，母線電流存在脈動，如果按照傳統(tǒng)的采樣方式，實(shí)際采樣點(diǎn)處(附圖5(b)中A1表示實(shí)際的換相前采樣點(diǎn)，B1表示實(shí)際的換相后采樣點(diǎn))母線電流值將不可避免地受到續(xù)流電流的影響。本發(fā)明改進(jìn)電流采樣方式，根據(jù)續(xù)流時間及轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速設(shè)置相移δ_max，分別將換相前采樣點(diǎn)提前δ_max弧度(附圖5(c)中A2表示改進(jìn)后的換相前采樣點(diǎn))，換相后采樣點(diǎn)延遲δ_max弧度(附圖5(c)中B2表示改進(jìn)后的換相后采樣點(diǎn))以使采樣點(diǎn)避開續(xù)流區(qū)，進(jìn)而使相位校正算法避免電流脈動的干擾。此外，考慮到原采樣方法采樣換相前后母線電流差值，如果換相前后導(dǎo)通相繞組阻抗不一致，即使系統(tǒng)不存在換相點(diǎn)的相位偏移母線電流也會出現(xiàn)波動，從而影響相位校正算法的性能。為了避免不同導(dǎo)通區(qū)繞組參數(shù)不對稱對母線電流的影響(附圖5(c)，不同導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)電流幅值不等)，將換相前與換相后的采樣點(diǎn)設(shè)置于同一導(dǎo)通區(qū)內(nèi)(附圖5(d)中A3表示調(diào)整后的換相前采樣點(diǎn)，B2表示調(diào)整后的換相后采樣點(diǎn)。所設(shè)置的相移δ_maxx由電機(jī)單相繞組電感L和電阻值R、直流側(cè)電壓u_d、轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速ω、關(guān)斷相電流值i、換相點(diǎn)偏移相位α按照如下公式?jīng)Q定：

其中，i₀為關(guān)斷相初始電流值，k_e為反電勢基波系數(shù)；根據(jù)電流公式可以計(jì)算出該相關(guān)斷后相電流續(xù)流時間，并由轉(zhuǎn)子的角速度可得到續(xù)流間隔內(nèi)轉(zhuǎn)子的最大相移δ_max。

改進(jìn)電流差采樣方法后的母線電流差值可以表示為：

其中，δ表示換相時刻轉(zhuǎn)子的相位。

忽略方程中數(shù)值較小的反電勢高次諧波項(xiàng)，上式可以簡化為：

將正弦項(xiàng)利用泰勒級數(shù)展開，忽略數(shù)值較小的泰勒級數(shù)高次項(xiàng)，可將上式轉(zhuǎn)換為一元三

次方程：a·α³+c·α+d＝0，其中，d＝-Δi_L(α)·R，

進(jìn)一步求解三次方程，可得其中Δ＝81·a²·d²+12·a·c²。

將反電勢系數(shù)、母線電流差值及續(xù)流間隔內(nèi)轉(zhuǎn)子最大位移δ_max代入方程，可以解算出換相偏差α。得到換相偏差后，換相補(bǔ)償模塊根據(jù)換相偏差生成補(bǔ)償信號，疊加到檢測的反電勢過零信號中，并不斷迭代計(jì)算，經(jīng)過換相邏輯處理后即可得到準(zhǔn)確的換相信號。

由上述推導(dǎo)的方程可見，準(zhǔn)確的反電勢系數(shù)和繞組電阻參數(shù)是進(jìn)行換相偏差校正的關(guān)鍵，因此必須對反電勢系數(shù)和電阻值進(jìn)行估計(jì)。電機(jī)的反電勢呈周期性變化，其周期性規(guī)律與轉(zhuǎn)子位置及轉(zhuǎn)速相關(guān)。本發(fā)明采用基于神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)擬合和傅里葉分解的方法對反電勢系數(shù)進(jìn)行估計(jì)，首先離線獲得電機(jī)在特定轉(zhuǎn)速下的相反電勢波形，采用神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)擬合的方法擬合得到單位化的反電勢波形函數(shù)，然后將其進(jìn)行傅里葉分解，得到各階單位化諧波系數(shù)K_2k-1，當(dāng)控制系統(tǒng)測得轉(zhuǎn)速ω后，各階反電勢系數(shù)A_2k-1＝ω*K_2k-1。另外，無刷直流電機(jī)運(yùn)行過程中，電機(jī)參數(shù)(反電勢系數(shù)、繞組電阻)易受環(huán)境溫度的干擾，為了消除由于溫度變化引起的參數(shù)攝動，本發(fā)明利用電機(jī)的溫度傳感器設(shè)計(jì)溫度檢測電路(6)實(shí)時監(jiān)測電機(jī)工作環(huán)境溫度，控制器根據(jù)反饋的環(huán)境溫度對電機(jī)參數(shù)進(jìn)行修正。反電勢系數(shù)和繞組電阻可以分別通過以下公式修正：

A_2k-1(T)＝A_2k-1(T₀)+k_EMF×α_Br×(T-T₀)

R(T)＝R(T₀)+k_R×(T-T₀)

其中，T是測量的環(huán)境溫度，T₀是標(biāo)準(zhǔn)室溫，α_Br是磁性材料溫度系數(shù)，k_EMF是反電勢溫度修正系數(shù)，A_2k-1是相應(yīng)的2k-1階次反電勢諧波系數(shù)；k_R是電阻的溫度修正系數(shù)，R表示繞組電阻，k_EMF、k_R可以通過離線測試得到。由此，電機(jī)的反電勢系數(shù)和繞組電阻可以實(shí)時地根據(jù)工作環(huán)境溫度修正。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比的優(yōu)點(diǎn)在于：

(1)本發(fā)明針對無位置傳感器無刷直流電機(jī)換相偏差校正問題，通過分析換相前后母線電流差值與換相偏差之間的關(guān)系，推導(dǎo)出相位偏差解算方程，實(shí)時精確地計(jì)算出換相偏差并進(jìn)行補(bǔ)償。與現(xiàn)有方法相比，本發(fā)明方法極大地縮短了偏差收斂時間。

(2)本發(fā)明改進(jìn)了母線電流差值采樣方法，通過對同一導(dǎo)通區(qū)內(nèi)的母線電流進(jìn)行偏移采樣，避免了電流換相脈動和電機(jī)三相阻抗不對稱對相位校正方法精度的影響。

(3)本發(fā)明根據(jù)工作環(huán)境溫度實(shí)時修正電機(jī)參數(shù)，提高了相位偏差解算方程中電機(jī)參數(shù)的魯棒性和換相偏差計(jì)算的準(zhǔn)確性。

(4)本發(fā)明基于換相前后母線電流差值實(shí)現(xiàn)，只需設(shè)置一路母線電流采樣電路，避免了傳統(tǒng)的基于電壓的相位校正方法設(shè)置三路采樣處理電路的需求，降低了系統(tǒng)的硬件復(fù)雜性。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的無刷直流電機(jī)換相偏差快速校正驅(qū)動控制系統(tǒng)；

圖2為本發(fā)明的換相校正算法流程圖；

圖3為本發(fā)明所述的母線電流波形圖，其中圖3(a)為無偏差換相時母線電流波形圖，圖3(b)為超前換相時母線電流波形圖，圖3(c)為滯后換相時母線電流波形圖；

圖4為本發(fā)明所述的換相前后電流流通路徑示意圖，其中圖4(a)為換相前AC相導(dǎo)通時的電流回路，圖4(b)為換相后BC相導(dǎo)通時的電流回路；

圖5為本發(fā)明所提出的電流差采樣點(diǎn)設(shè)置位置示意圖，其中圖5(a)為理想狀態(tài)無續(xù)流時的傳統(tǒng)采樣方式，圖5(b)為實(shí)際狀態(tài)有續(xù)流時的傳統(tǒng)采樣方式，圖5(c)為避免續(xù)流而改進(jìn)的采樣方式，圖5(d)為避免相不平衡而改進(jìn)的采樣方式；

圖6為本發(fā)明的方法與PI調(diào)節(jié)方法實(shí)驗(yàn)效果對比圖，其中圖6(a)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm時采用PI調(diào)節(jié)方式與本發(fā)明方式存在超前換相偏差時的收斂時間比較圖，圖6(b)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm時采用PI調(diào)節(jié)方式與本發(fā)明方式存在滯后換相偏差時的收斂時間比較圖，圖6(c)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm時采用本發(fā)明方式存在超前換相偏差時調(diào)節(jié)過程收斂時間局部放大圖，圖6(d)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm時采用本發(fā)明方式存在滯后換相偏差時調(diào)節(jié)過程收斂時間局部放大圖。

具體實(shí)施方式

附圖1為本發(fā)明設(shè)計(jì)的針對無位置傳感器無刷直流電機(jī)換相偏差校正控制系統(tǒng)，包括電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)、無刷直流電動機(jī)(2)、信號驅(qū)動電路(3)、反電勢位置檢測電路(4)、電流檢測電路(5)、溫度檢測電路(6)和數(shù)字控制器(7)。

電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)中的三相逆變橋接收信號驅(qū)動電路(3)的驅(qū)動信號控制開關(guān)器件通斷，三相逆變橋的輸出直接連接無刷直流電機(jī)(2)的三相繞組，反電勢位置檢測電路(4)采集無刷直流電機(jī)(2)的三相繞組端電壓，電流檢測電路(5)通過精密無感采樣電阻測量母線電流，溫度檢測電路(6)利用安裝于無刷直流電機(jī)(2)內(nèi)的溫度傳感器實(shí)時檢測電機(jī)工作溫度，反電勢位置檢測電路(4)、電流檢測電路(5)、溫度檢測電路(6)三個模塊測量的信號都輸入數(shù)字控制器(7)并經(jīng)處理后輸出給信號驅(qū)動電路(3)驅(qū)動系統(tǒng)運(yùn)行。

為了降低無刷直流電動機(jī)(2)定子的鐵耗，本系統(tǒng)所用無刷直流電動機(jī)(2)為無鐵芯定子電機(jī)，其繞組電感值<50uH。

電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)包括降壓式變換器、高頻陷波器、三相逆變橋電路。為了減小無刷直流電動機(jī)(2)由于電感值小帶來的電流脈動，電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)采用降壓式變換器通過PWM方式調(diào)節(jié)直流側(cè)電壓進(jìn)而實(shí)現(xiàn)調(diào)速；為了消除高頻噪聲引起的電流采樣波動，減少噪聲對母線電流差值采樣的影響，在電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)(1)中增設(shè)了高頻陷波器，高頻陷波器采用并聯(lián)LC電路結(jié)構(gòu)，并整體串聯(lián)在降壓式變換器與三相逆變橋之間，高頻陷波器具有高阻抗和無相位延遲特性，可以吸收高頻開關(guān)噪聲；三相逆變橋根據(jù)換相驅(qū)動信號控制無刷直流電動機(jī)(2)換相運(yùn)行。

反電勢位置檢測電路(4)將三相端電壓信號分別經(jīng)過RC低通濾波器處理后與電阻網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的虛擬中性點(diǎn)信號進(jìn)行比較，當(dāng)端電壓與中性點(diǎn)的差值過零時比較電路輸出信號產(chǎn)生翻轉(zhuǎn)，由此得到三路反電勢過零點(diǎn)信號，將此信號經(jīng)過整形濾波電路送入數(shù)字控制器中，可以獲得原始的位置信息和換相信號。反電勢位置檢測電路(4)包括RC低通濾波電路，電壓比較電路，虛擬中性點(diǎn)電路，信號濾波整形電路。

電流檢測電路(5)將無刷直流電機(jī)母線上的高精度無感采樣電阻兩端的電壓信號經(jīng)過差分并放大后輸入到電壓偏置電路中，電壓偏置電路為輸入的差分放大信號提供固定偏置以保證單極性的AD轉(zhuǎn)換器可以測量到母線上不同方向和大小的電流；經(jīng)電壓偏置電路處理后的信號輸入到AD轉(zhuǎn)換器中轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號，控制器對母線電流數(shù)字信號進(jìn)行讀取并計(jì)算電流差。電流檢測電路(5)包括：精密無感采樣電阻，差分運(yùn)放電路，電壓偏置電路，AD轉(zhuǎn)換器。

數(shù)字控制器(7)由FPGA+DSP實(shí)現(xiàn)，其中包括電流檢測、溫度檢測、參數(shù)修正、測速與調(diào)速、轉(zhuǎn)子位置確定、換相校正等幾個功能模塊。數(shù)字控制器(7)中的電流檢測模塊在設(shè)定的采樣時刻讀取AD轉(zhuǎn)換來的電流信號，并計(jì)算出電流差值；換相校正模塊利用偏差解算方程由電流差值計(jì)算出準(zhǔn)確的換相偏差，并將補(bǔ)償量分別疊加到三路過零點(diǎn)信號中，經(jīng)換相邏輯處理后即可得到六路準(zhǔn)確的換相信號，實(shí)現(xiàn)對換相偏差的補(bǔ)償。

本發(fā)明根據(jù)換相前后母線電流差值校正換相偏差，如附圖2所示，具體算法流程如下：

第一步，溫度測量及電機(jī)參數(shù)修正。

換相校正開始后，溫度檢測電路(6)測量工作環(huán)境溫度并由數(shù)字控制器(7)實(shí)時修正電機(jī)參數(shù)：

A_2k-1(T)＝A_2k-1(T₀)+k_EMF×α_Br×(T-T₀)

R(T)＝R(T₀)+k_R×(T-T₀)

其中，T是測量的環(huán)境溫度，T₀是標(biāo)準(zhǔn)室溫，α_Br是磁性材料的溫度系數(shù)，k_EMF是反電勢的溫度修正系數(shù)，A_2k-1是相應(yīng)的2k-1階次反電勢諧波系數(shù)，A_2k-1(T)表示T溫度下的2k-1階次反電勢諧波系數(shù)；k_R是電阻的溫度修正系數(shù)，R表示單相繞組電阻，R(T)表示T溫度下的單相繞組電阻。k_EMF、k_R可以分別通過離線測試得到。

第二步，采樣母線電流差并計(jì)算換相偏差補(bǔ)償量。

電流檢測電路(5)采樣得到母線電流差值并輸入數(shù)字控制器(7)解算換相點(diǎn)相位偏差補(bǔ)償值：

其中，Δ＝81·a²·d²+12·a·c²，d＝-Δi_L(α)·R，Δi_L(α)表示換相偏差為α?xí)r，換相前后母線電流差值，是解算得到的換相偏差補(bǔ)償值，A₁與A₅是1階與5階相反電動勢諧波系數(shù)，R是單相繞組電阻，δ_max是換相續(xù)流間隔內(nèi)轉(zhuǎn)子的最大位移，單位為rad。

第三步，補(bǔ)償換相偏差并輸出換相信號。

將實(shí)時計(jì)算出的換相偏差補(bǔ)償量按照公式疊加到換相信號偏移量中，并與反電勢位置檢測電路(4)檢測到的反電勢過零點(diǎn)信號疊加得到換相信號，信號驅(qū)動電路(3)根據(jù)換相信號驅(qū)動開關(guān)管工作，式中θ(k)是第k次迭代的換相信號偏移量，θ(k-1)是第k-1次迭代的換相信號偏移量，是第k次計(jì)算出的換相偏差補(bǔ)償量，k是迭代系數(shù)。

控制系統(tǒng)重復(fù)第一步至第三步，實(shí)現(xiàn)換相偏差的閉環(huán)校正并驅(qū)動電機(jī)運(yùn)行。

控制系統(tǒng)的換相偏差校正效果如附圖6所示，采用本發(fā)明的校正方法與傳統(tǒng)的PI調(diào)節(jié)方法相比，偏差收斂速度有明顯的提高。圖6(a)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm時采用PI調(diào)節(jié)方法與本發(fā)明方法存在超前換相偏差時的收斂時間比較圖，圖6(c)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm存在超前換相偏差時采用本發(fā)明方法調(diào)節(jié)過程收斂時間的局部放大圖，從圖6(a)、(c)中可以看出采用PI方法收斂時間約為0.75s，本發(fā)明方法收斂時間約為0.004s；圖6(b)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm時采用PI調(diào)節(jié)方式與本發(fā)明方式存在滯后換相偏差時的收斂時間比較圖，圖6(d)為電機(jī)轉(zhuǎn)速為1200rpm存在滯后換相偏差時采用本發(fā)明方法調(diào)節(jié)過程收斂時間的局部放大圖，從圖6(b)、(d)中可以看出采用PI方法收斂時間約為0.75s，本發(fā)明方法收斂時間約為0.004s，可以看出本發(fā)明方法收斂時間縮減到PI方法的1％以下，相比PI調(diào)節(jié)方法的偏差收斂時間明顯減少。

本發(fā)明未詳細(xì)闡述部分屬于本領(lǐng)域公知技術(shù)。